Inversor duplex. olá estudante

conversor push-pull

conversor push-pull- um conversor de tensão usando um transformador de pulso. A relação de transformação do transformador pode ser arbitrária. Embora seja fixo, em muitos casos a largura do pulso pode ser variada, o que amplia a faixa de regulação de tensão disponível. A vantagem dos conversores push-pull é a sua simplicidade e escalabilidade.

Um conversor push-pull é semelhante a um conversor flyback, mas baseado em um princípio diferente (a energia não é armazenada no núcleo do transformador).

O conversor push-pull monofásico é um gerador push-pull de ponte completa com transformador e retificador com filtro.

Princípio de funcionamento

O termo "push-pull" às vezes é usado para descrever qualquer conversor com excitação bidirecional do transformador. Por exemplo, em um conversor de ponte completa, as chaves conectadas em uma ponte H alteram a polaridade da tensão fornecida ao enrolamento primário do transformador. Neste caso, o transformador funciona como se estivesse conectado a uma fonte de corrente alternada e produz tensão no enrolamento secundário. No entanto, na maioria das vezes eles significam um conversor de meia ponte carregado no enrolamento primário com uma derivação do meio.

Em ambos os casos, a tensão do enrolamento secundário é então retificada e transferida para a carga. Muitas vezes, um capacitor é incluído na saída da fonte de alimentação, filtrando o ruído que inevitavelmente surge devido à operação da fonte em modo pulsado.

Na prática, é necessário deixar um pequeno intervalo livre entre os meios ciclos. As chaves geralmente são um par de transistores (ou elementos semelhantes), e se ambos os transistores ligarem ao mesmo tempo, existe o risco de curto-circuito na fonte de alimentação. Portanto, é necessário um pequeno atraso para evitar esse problema.

Vantagens e desvantagens

transistores

Fundação Wikimedia. 2010.

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O inversor push-pull mais simples é o oscilador Royer. Aqui, os transistores alternam entre saturação e corte. Este esquema é mostrado na Figura 1.

Depois que a energia é ligada, a corrente flui através do resistor R1, abrindo ambos os transistores. O circuito é simétrico e as correntes de coletor dos transistores são iguais entre si eu K1 = eu K2, os EMF de autoindução nos enrolamentos W1 também são iguais em magnitude, mas em direção oposta. Portanto, o enrolamento coletor é geralmente neutro e nada é induzido no enrolamento base. Devido ao ruído térmico, de disparo ou cintilação, a corrente de um dos transistores aumentará instantaneamente. Deixar eu K1 > eu K2, então aparecerá um EMF no enrolamento de base, conforme mostrado na Figura 1, sob a influência do qual VT1 abre um pouco e VT2 fecha, eu K1 aumenta ainda mais, o EMF aumenta, etc. ocorre um processo semelhante a uma avalanche, como resultado do qual VT1 entra em saturação e VT2 entra em estado de corte. O ponto operacional do núcleo entra na região de saturação, o crescimento da corrente para, o EMF de autoindução muda de sinal para o oposto para apoiar a corrente descendente e ocorre um processo de avalanche reversa, como resultado do qual VT2 entra em saturação e VT1 entra em um estado de corte e assim por diante.

Este é um auto-oscilador com transformador saturável. A indutância no núcleo varia de -Bm a +Bm. O resistor R1 é usado para iniciar o circuito, e o resistor R b limita a corrente de base no estado aberto.

Devido à velocidade finita dos transistores operando em saturação, o tempo de dissipação da corrente do coletor não é zero e o tempo de desligamento é maior que o tempo de ligação. Portanto, no momento de mudar a polaridade da tensão para W1, o VT1 ainda não tem tempo de entrar no estado de corte, e o VT2 já ligou e, ao VT1 ainda aberto, a tensão é aplicada

Portanto, a corrente do coletor sofre um surto - a chamada corrente de passagem. Os diagramas de temporização de tensão são mostrados na Figura 2.

O valor da corrente direta pode ser várias vezes maior que a corrente operacional. Portanto, tais circuitos raramente são usados ​​​​em fontes de alimentação modernas, mas na prática do rádio amador são muito difundidos - simplicidade e confiabilidade, com baixa potência de saída - até 100 watts, tornam o circuito muito atraente.

Para potências mais altas, conversores de excitação independente são usados ​​para reduzir perdas de potência no transformador de saída saturante. O circuito de controle fica mais complicado, os sinais de controle são formados com margem de tempo para desligar os transistores.

Push-pull também inclui circuitos de ponte e meia ponte. A Figura 3a mostra o circuito de potência de um inversor ponte, e a Figura 3b mostra um diagrama de operação com carga resistiva. As teclas funcionam em pares e alternadamente (VT1, VT4 e VT2, VT3). As perdas aqui são maiores que no circuito convencional, já que duas chaves são ligadas em série no circuito de corrente. A tensão na chave privada é apenas Ek, portanto este esquema é preferível em altas tensões de alimentação. A forma de onda da tensão na carga e a forma de onda da corrente são iguais.

Na prática, a carga raramente está ativa, geralmente é de natureza indutiva (Figura 4) e a corrente no enrolamento primário não pode mudar instantaneamente.

Depois de trocar as chaves (VT1,4 fechado, VT2,3 aberto) sob a ação do EMF de autoindução, a corrente flui por mais algum tempo (Δ t) através do enrolamento primário na mesma direção. As chaves VT2,3 não mantêm tensão reversa e podem ser quebradas através deste EMF de autoindução. Para protegê-los e criar um caminho para a corrente de descarga da indutância, todas as chaves são desviadas com diodos. A Figura 4 mostra apenas dois deles. A energia armazenada na indutância é devolvida à fonte através do circuito: menos a fonte E K, diodo VD3, enrolamento W1, diodo VD2, mais a fonte E K, ocorre a regeneração, e para que a corrente flua para a fonte, o O valor EMF excede E K em Δ você. Potência instantânea no intervalo Δ t negativo

A recuperação energética também pode desempenhar um papel positivo. Por exemplo, transporte elétrico urbano e locomotivas ferroviárias. Neles, durante o movimento, a energia da rede de contatos é consumida pelos motores de acionamento. Ao frear, os motores passam para o modo gerador, a energia cinética do movimento é convertida em energia elétrica e devolvida à rede. Nas fontes de alimentação, a regeneração apenas conduz a perdas adicionais e deve ser evitada. Em um inversor ponte, por exemplo, é possível alterar o algoritmo de gerenciamento de chaves, conforme mostra a Figura 5.

Neste circuito, com as chaves VT1 e VT4 fechadas, a energia é transferida para a carga e acumulada na indutância. Após a abertura do VT1, o EMF de autoindução muda de sinal, conforme mostrado na Figura 6a, e a indutância é descarregada através da chave pública VT4 e do diodo de proteção VD3 para a carga. Aqui, a margem de tempo é tal que a indutância é completamente descarregada e harmônicos mais elevados aparecem na tensão de saída. Se não houver lacuna entre as correntes eu p e eu 1, então não haverá queda na tensão de saída e haverá menos harmônicos mais elevados em seu espectro.

Nos circuitos de ponte dos conversores de tensão, existem quatro interruptores controlados e um circuito de controle bastante complexo. O circuito meia ponte, mostrado na Figura 6, permite reduzir o número de chaves.

Aqui, os capacitores C1 e C2 criam um ponto médio de fonte artificial. Quando VT1 está aberto, o capacitor C1 é descarregado para a carga e C2 é recarregado, e quando VT2 está aberto, ao contrário, C2 é descarregado para a carga e C1 é recarregado. A tensão aplicada ao enrolamento primário do transformador é igual à tensão através de um capacitor.

Literatura:

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4. Fonte de alimentação de dispositivos e sistemas de telecomunicações: livro didático para universidades / V. M. Bushuev, V.A. Deminsky, L.F. Zakharov e outros - M., 2009. – 384 pág.

Talvez um dos circuitos conversores de tensão mais simples seja um simples conversor de transistor de efeito de campo push-pull, que é conectado de acordo com o circuito multivibrador. Os diodos Zener podem ser excluídos do circuito, a menos que o circuito seja projetado para ser alimentado por uma tensão não superior a 12 volts. Os resistores no circuito não são críticos, seu valor pode estar em áreas de 220 ohms a 1 quilo-ohm, eles limitam a corrente de porta dos transistores de efeito de campo, portanto, selecionando seu valor, você pode ajustar a frequência do conversor. É desejável usar resistores com potência de 0,5-1 watts, o superaquecimento desses resistores é possível, mas isso não é assustador.

A operação de um conversor push-pull é bastante simples, os transistores abrindo e fechando alternadamente criam uma tensão alternada de alta frequência no enrolamento primário do transformador. O transformador é enrolado em um anel de ferrite amarelo de uma fonte de alimentação de computador, embora anéis da marca 2000NM também possam ser usados.

Para alimentar o LDS, o transformador no enrolamento primário contém 6 voltas com uma derivação do meio, um fio de 0,6-1 mm, o enrolamento secundário contém 90 voltas e é esticado ao redor de todo o anel, um fio de 0,2-0,4 mm , o isolamento pode ser omitido se, para o primário, usar um fio trançado com isolamento de borracha.

O conversor é capaz de desenvolver potência de até 20 watts ao usar transistores de efeito de campo da série IRF344 e até 30 watts ao usar transistores do tipo IRF3205. O escopo deste tipo de conversores push-pull é bastante amplo, pois o conversor é capaz de desenvolver boa potência de saída e possui um tamanho muito compacto, é aconselhável utilizá-lo para carregar capacitores ou para alimentar LDS em condições de campo onde haja sem rede doméstica de 220 volts, para alimentar dispositivos ativos com tal conversor - receptores, carregadores de baixa potência não são permitidos, pois a frequência do conversor é bastante alta.

Diagramas de tempo

Ao escolher um esquema para construir uma fonte de alimentação chaveada, o desenvolvedor é guiado principalmente pelas dimensões gerais esperadas e pela simplicidade das soluções de circuito. Fontes de rede que alimentam cargas de baixa potência (até 100-150 W), integradas em equipamentos bastante grandes, são melhor construídas de acordo com um esquema fly-back de ciclo único. Para estabilizadores que não requerem isolamento galvânico da carga da rede elétrica, é utilizado um circuito chopper. Quando alimentado por células galvânicas ou baterias, você pode usar um circuito auxiliar. No entanto, não estão descartadas situações em que os conversores e estabilizadores listados não possam ser utilizados.

Caso um- o dispositivo, alimentado pela rede elétrica CA, tem dimensões limitadas (por exemplo, não é possível colocar um transformador de armazenamento suficientemente grande do conversor fly-buck na caixa do instrumento).

Segundo caso- - o consumo de energia do dispositivo excede 150...200W.

Terceiro caso- Partes separadas do circuito do dispositivo requerem energia adicional, isoladas galvanicamente do resto do circuito.

Em todos estes casos, o desenvolvimento dos chamados dois tempos circuitos de conversores com isolamento galvânico de circuitos primários e secundários. Os mais difundidos entre os conversores push-pull são três esquemas: push-pull bifásico (push-pull), meia ponte (meia ponte) e ponte (ponte completa). A vantagem desses esquemas é que, se necessário, o desenvolvedor pode facilmente introduzir uma unidade de estabilização de tensão de saída no projeto ou recusá-la. No primeiro caso, o conversor será uma fonte de energia completa à qual qualquer carga pode ser conectada. No segundo caso, será obtido um conversor de energia elétrica simples, necessitando de estabilização adicional de saída. Em alguns casos, um conversor tão simples será adequado para o desenvolvedor. Como todos os três circuitos conversores push-pull têm muitas analogias, falaremos sobre eles em um capítulo, focando em recursos individuais e conduzindo uma análise comparativa.

Circuito bifásico push-pull

Arroz. 14.1. Circuito conversor push-pull básico

Este circuito (Fig. 14.1) consiste em dois elementos-chave, que são usados ​​como poderosos transistores bipolares ou de efeito de campo. O transformador Tr possui enrolamentos primário e secundário divididos em meios enrolamentos. A saída da fonte de alimentação está conectada ao ponto médio do enrolamento primário. O circuito secundário é um retificador de onda completa bifásico VD1, VD2, bem como um filtro de ondulação (neste circuito, o elemento filtrante é o capacitor C f).

No primeiro ciclo, como mostrado na Fig. 14.2, l está fechado, Kl2 está aberto, a corrente flui pelo meio enrolamento 1.1 e é transformada no meio enrolamento 2.1. O diodo VD1 está aberto e conduz a corrente i 2.1, recarregando o capacitor Cf. No segundo golpe, mostrado na Fig. 14.3, a chave Kl.l fecha e a chave Kl2 abre. Consequentemente, a corrente i 1.2 flui através
meio enrolamento 1.2 e é transformado em meio enrolamento 2.2. O diodo VD1 está travado, o diodo VD2 conduz a corrente i 2 2, recarregando o capacitor C f.

Assim, a transferência de energia para a carga é realizada durante ambos os ciclos.

Para passar aos parâmetros dos circuitos reais, primeiro assumimos que ainda temos a possibilidade de utilizar elementos ideais. Ou seja, os transistores podem chavear instantaneamente, não há tempo de recuperação reversa dos diodos, o enrolamento primário possui um valor de indutância de magnetização muito grande (de acordo com o circuito equivalente). Nessas condições, é muito fácil determinar a dependência da tensão de saída da tensão de entrada. A tensão do enrolamento primário é transformada no enrolamento secundário sem perdas, com relação de transformação:

Razões de transformação n eu E página 2 eles são considerados iguais, além disso, equalizam o número de voltas dos semi-enrolamentos primário e secundário:

Tensão no enrolamento primário no modo chave fechada (sem levar em conta a queda de tensão na chave liga/desliga):

Como o circuito é construído com retificação de onda completa na saída, a relação entre a tensão de alimentação e a tensão de carga é:

Até agora, não está totalmente claro para nós como introduzir a regulação de tensão na carga. Portanto, é necessário lembrar o ciclo de trabalho e estendê-lo ao circuito push-pull. Vamos tentar descobrir o que acontece se estreitarmos os pulsos de controle, como mostrado na Fig. 14.4. O fator de preenchimento no caso de um circuito push-pull é determinado exatamente da mesma maneira que para um circuito de ciclo único:

onde γ é a razão entre o tempo de estado aberto de uma chave e o período de comutação.

Arroz. 14.4. Para a determinação do fator de preenchimento

Neste caso, determinamos o ciclo de trabalho para um braço do circuito push-pull. . Determinemos o valor médio da corrente de carga, levando em consideração que a transferência de energia é realizada durante os dois semiciclos, o que significa que o valor médio da tensão para um ciclo de operação deve ser duplicado:

Arroz. 14.5. Gráficos que explicam o funcionamento do circuito conversor push-pull

Assim, ajustando γ na faixa de 0 a 0,5, é possível ajustar linearmente a tensão na carga. Em um circuito real, em nenhum caso o conversor deve funcionar com γ = 0,5. Um valor típico de γ não deve exceder 0,4...0,45. Acontece que os elementos utilizados não podem ter propriedades ideais. Como sabemos, o enrolamento primário possui uma indutância limitada L μ, que acumula energia:

A corrente máxima i μ, mostrada no gráfico (Fig. 14.7), é determinada a partir da relação:

Quando Kl1 abre, a energia acumulada no circuito magnético tende a manter a corrente. Caso o circuito não possuísse diodo de proteção VDp 2, mostrado na fig. 14.6, ocorreria um surto de tensão negativo em CL2. A capacidade dos transistores bipolares de suportar picos de tensão negativos é pequena (alguns volts), portanto a corrente de descarga i μ deve ser fechada através do diodo VDp 2. O diodo praticamente “curta-circuita” o enrolamento ω 2 2 e descarrega rapidamente L μ (Fig. 14.8). Durante a descarga é liberada energia térmica, que pode ser levada em consideração através da seguinte relação:

Arroz. 14.6. Para a explicação da mudança

processos em um esquema push-pull real

conversor Arroz. 14.7. Determinação da corrente de magnetização

Arroz. 14.8. Indutância de magnetização de descarga

Quando o conversor push-pull está operando, os diodos de descarga são ligados alternadamente. Deve-se lembrar também que os transistores MOSFET, assim como alguns transistores IGBT, já possuem esses diodos, portanto não há necessidade de introdução de elementos adicionais.

O segundo problema está relacionado ao tempo finito de recuperação dos diodos retificadores. Imagine que no momento inicial o diodo VD1 conduz corrente. As direções de ação do EMF são mostradas no diagrama “a” (Fig. 14.9).

Arroz. 14.9. Explicação do efeito do tempo finito de recuperação dos diodos retificadores

Quando o transistor VT1 é ligado, o EMF muda de direção (circuito “b”), o diodo VD2 abre. Mas, ao mesmo tempo, o diodo VD1 não pode fechar instantaneamente. Portanto, o enrolamento secundário acaba sendo um par de diodos em curto VD1-VD2, o que causa picos de corrente no elemento chave (isso é visto claramente no circuito equivalente do transformador). A forma da corrente do enrolamento primário no gráfico combinado em y = 0,5 será a mesma mostrada na Fig. 14.10.

Arroz. 14.10. A natureza da corrente dos enrolamentos do transformador no caso da presença de diodos retificadores ideais e reais

Para evitar surtos de chaveamento, é necessário, primeiramente, introduzir uma pausa entre o fechamento do CL1 e a abertura do Cl2 por um tempo não inferior a duas vezes o tempo de recuperação reversa do diodo tgg. Em segundo lugar, se possível, é melhor abandonar os diodos convencionais e usar diodos Schottky.

A tensão no transistor de chave fechada é a soma da tensão de alimentação Você e EMF do semi-enrolamento primário, atualmente aberto. Como a relação de transformação desses enrolamentos é 1 (enrolamentos com o mesmo número de voltas), a sobretensão no transistor chave chega a 2 Você. Portanto, ao escolher um transistor, você deve prestar atenção à tensão permitida entre seus eletrodos de potência. Deve-se também levar em consideração que a corrente do transistor chave é a soma da corrente de carga direta, convertida no circuito primário, e da corrente crescente linearmente de magnetização da indutância do enrolamento primário. A corrente tem formato trapezoidal.

Ao determinar o ciclo de trabalho máximo no caso de utilização de FETs que comutam rapidamente, deve-se guiar-se pelo valor do atraso de recuperação reversa do diodo. Período de tempo durante o qual a mudança é proibida:

∆t bunda= 2trr.

Correção do fator de preenchimento:

Fator de preenchimento máximo:

Ao usar transistores bipolares e transistores IGBT, o ciclo de trabalho máximo possível é reduzido devido ao tempo de desligamento e decaimento desses transistores, bem como à característica "cauda":

A experiência mostra que 1 fator de preenchimento não excede 0,45 no caso mais favorável.

Qual é a diferença entre um esquema real e um ideal? As resistências do diodo aberto e do transistor chave são diferentes de zero. É possível levar em conta a queda de tensão através destes elementos (e a correção para a relação de transformação) como mostrado na Fig. 14.11.

a) Diodos retificadores: no estado aberto, cai em média 0,7 ... 0,1,0 V no diodo (diodo padrão), ou 0,5. ..0,6 V (diodo Schottky);

b) Transistores chave: se um transistor bipolar ou um transistor IGBT for usado como chave, a tensão Uke cairá na chave (em modo de saturação). Um valor típico de tensão de saturação é 0,2. ..0,5 V. Para um transistor MOSFET, você precisa calcular a tensão:

O cálculo preliminar dos principais parâmetros do circuito conversor push-pull deve determinar a relação de transformação P e potência total do transformador. Já descobrimos que:

Caso contrário (levando em consideração a queda de tensão nas chaves e nos diodos retificadores):

Onde - tensão de alimentação mínima possível (definida no início do desenvolvimento).

Por exemplo, se um conversor alimentado por bateria estiver sendo projetado, esta tensão poderá ser a tensão medida nos terminais da bateria no final de sua vida útil.

Também é necessário determinar o valor mínimo do ciclo de trabalho γ min, com base no valor máximo da tensão de alimentação (este parâmetro será necessário para determinar os parâmetros do filtro de suavização de saída):

Agora podemos prosseguir para a determinação da potência total do transformador, que é calculada como metade da soma da potência transferida para o enrolamento primário e recebida dos enrolamentos secundários. No caso de um transformador de dois enrolamentos, a potência total pode ser determinada como a soma das potências de carga e da potência consumida pelo circuito de controle (se o conversor for construído de tal forma que o circuito de controle seja alimentado pelo mesmo transformador):

A escolha do circuito magnético necessário para o transformador é feita de acordo com a fórmula da potência total, derivada na seção “Como funciona o transformador”. Usando esta fórmula, devemos determinar o produto SS 0 . Deve-se notar que para conversores push-pull é preferível utilizar circuitos magnéticos toroidais, uma vez que os transformadores neles enrolados são os mais compactos. Assim, a potência total de um transformador enrolado em um núcleo magnético de dimensões específicas:

Onde ηtr- Eficiência do transformador (valor típico 0,95...0,97) A seguinte condição deve ser atendida pelo desenvolvedor:

O número de voltas do semi-enrolamento primário pode ser encontrado pela seguinte fórmula, que é uma forma de escrever a lei da indução eletromagnética:

Número de voltas do meio enrolamento secundário:

Depois disso, é necessário selecionar o diâmetro do fio desejado e verificar o preenchimento da janela com cobre. Se o coeficiente a for superior a 0,5, é necessário pegar um circuito magnético com grande valor de S 0 e recalcular o número de voltas.

A temperatura de superaquecimento de um transformador pode ser determinada usando a seguinte fórmula:

onde ∆ E n - - superaquecimento (T n \u003d T a +∆T n);

Tp- temperatura da superfície do transformador;

Rp- perda total de calor (na resistência ativa do enrolamento e no circuito magnético);

Que legal - a área da superfície externa do transformador;

α - coeficiente de transferência de calor (α \u003d 1,2 · 10 -3 W / cm 2 ° С).

Após o cálculo do transformador, é necessário selecionar os elementos de potência de acordo com os valores permitidos de correntes e tensões, para facilitar, se necessário, o regime térmico com auxílio de radiadores dissipadores de calor.

Uma questão muito importante que precisa ser considerada agora é a escolha de um circuito de controle para uma fonte pulsada push-pull. Não faz muito tempo, todos esses circuitos tinham que ser projetados em elementos discretos, o que deu origem a soluções bastante complicadas e pouco confiáveis. Microconjuntos usados ​​para controlar reguladores e conversores de ciclo único não são diretamente adequados para uso em circuitos push-pull, pois é necessário ter duas saídas parafásicas controladas por um gerador. Além disso, o microcircuito deve conter uma unidade especial para limitação garantida de y, a fim de evitar situações de emergência e através de correntes. É desejável ter entradas adicionais de desligamento de segurança. Recentemente, foi desenvolvido um grande número de microcircuitos especializados, que já possuem quase todos os nós necessários.

O chip TL494 (fabricado pela Texas Instruments, possui um análogo doméstico do KR1114EU1), amplamente utilizado para controlar fontes de alimentação de computadores como IBM-PCs, é descrito em detalhes em um livro acessível. Como exemplo, considere o não menos interessante chip CA1524 fabricado pela Intersil. Este microcircuito contém em sua composição circuitos de controle e monitoramento, funciona normalmente quando alimentado de 8 a 40 V. Pode ser utilizado como parte de quaisquer circuitos estabilizadores e conversores descritos neste livro.

Os principais componentes do microcircuito (Fig. 14.12):

Fonte de tensão de referência termicamente compensada 5 V;

Oscilador RC preciso;

Amplificador de erro (diferença entre a tensão de carga necessária e a tensão real na saída do estabilizador);

Comparador do circuito de controle do transistor chave;

Amplificador de erro para o sinal de corrente no circuito primário;

estágio de saída push-pull construído em transistores bipolares rápidos;

Circuito de controle remoto liga/desliga.

Arroz. 14.12. Unidades funcionais do chip CA1524 da Intersil

A regulação da largura de pulso (PWR) foi considerada por nós no capítulo sobre o circuito chopper do estabilizador. Neste caso, o esquema WIR funciona exatamente da mesma maneira. A única característica é o flip-flop e o circuito lógico que “roteia” os pulsos de controle, direcionando-os alternadamente para uma saída (transistor Sa) e depois para a outra (transistor Sb). O trigger é sincronizado com os pulsos de clock do oscilador mestre. Os pulsos de clock têm uma certa duração, que serve para organizar uma pausa protetora entre desligar um transistor de potência e ligar o segundo. Assim, o fator de serviço y max não pode ser superior a 0,45 (o tempo total de pausa para as duas saídas é de 10%). O tempo morto pode ser ajustado selecionando o valor apropriado do capacitor de ajuste de tempo St. A frequência do oscilador mestre é determinada pela relação entre rt e St (a escolha destes elementos, mostrada na Fig. 14.13, é realizada a partir do gráfico, Fig. 14.14). Pode-se observar que valores tangíveis do tempo de pausa são obtidos com valores de capacitância suficientemente grandes St. Caso os elementos do circuito de temporização já tenham sido selecionados, o “tempo morto” pode ser ajustado dentro de 0,5 ... 5,0 µs conectando o capacitor Cd ao pino 3, conforme mostrado na fig. 14h15. O valor deste capacitor está na faixa de 100...1000 pF. No entanto, os desenvolvedores do esquema recomendam usar este método apenas como último recurso.

Arroz. 14.13. Elementos do circuito de ajuste de frequência Arroz. 14.14. Gráfico da seleção de elementos da cadeia de distribuição

Outra forma de controlar o tempo morto é limitar a tensão do amplificador de erro (Fig. 14.16).

O amplificador de erro (pinos 1, 2, 9) tem um ganho de 80 dB (10000) e pode ser reduzido ao valor requerido conectando um resistor RL entre os pinos 1(2) e 9 (dependendo se a comutação direta ou invertida circuito é usado pelo desenvolvedor da fonte de pulso). Erro de frequência de ganho de unidade do amplificador f-- 3MHz. Os projetistas de chips observam que um amplificador de erro não coberto por um circuito de feedback possui um chamado pólo característico de transferência a 250Hz

(a mudança de fase entre o sinal de entrada e saída nesta frequência atinge 45 graus). O pólo é claramente visível no gráfico (Fig. 14.18). Esta é outra razão pela qual um amplificador não deve ser usado sem os circuitos de realimentação mostrados na Fig. 14.17.

Arroz. 14h15. Capacitor adicional Q, que regula o “tempo morto” (a), e o cronograma para escolha do seu valor (b)

Arroz. 14.16. Método para ajustar o tempo morto limitando o valor da tensão do amplificador de erro

Arroz. 14.17. Feedback no amplificador de erro

Uma fonte sem feedback pode se transformar em um gerador. Para eliminar a possibilidade de autoexcitação, recomenda-se conectar um circuito de correção ao pino 9, conforme mostrado em. arroz. 14.19.

Arroz. 14.18. AFFC do amplificador de erro Arroz. 14.19. Circuito corretivo que elimina a autoexcitação

Parâmetros do chip CA1524:

Tensão de alimentação 8...40 V;

A frequência máxima do oscilador mestre é 300 kHz;

Instabilidade da tensão de saída - não mais que 1%;

Instabilidade de temperatura - não mais que 2%;

Faixa de capacitância St - 0,001 ... 0,1 μF;

Faixa de resistência rt - 1,8 ... 120 kOhm;

Offset de entrada do amplificador de erro - 0,5 mV;

Corrente de entrada do amplificador de erro - 1 μA;

A tensão máxima dos transistores "coletor-emissor" Sa e Sb -40V;

A proteção de corrente é acionada quando o consumo de corrente do microcircuito ultrapassa 100 mA;

O tempo de subida da corrente de coletor dos transistores Sa e Sb é de -0,2 μs;

O tempo de decaimento da corrente do coletor dos transistores Sa e Sb é de 0,1 µs.

O microcircuito também possui uma entrada de controle externa (pino 10). O desligamento ocorre quando um nível alto é aplicado (corrente nominal 0,2 mA).

Voltaremos ao chip CA1524 durante o desenvolvimento prático de um conversor push-pull experimental, e agora consideraremos fontes integradas de baixa potência construídas de acordo com o esquema push-pull que surgiram recentemente. A necessidade de um conversor de baixa potência surge quando é necessário obter uma tensão cuja fonte não tenha ligação galvânica com o restante do circuito. Por exemplo, dispositivos digitais para transmissão de informações em linhas longas necessitam de tais fontes. A interferência induzida em uma linha longa pode danificar os dispositivos de transmissão e recepção, de modo que a linha de comunicação é desacoplada usando transformadores ou dispositivos optoeletrônicos correspondentes. Dispositivos de correspondência de linha ativa requerem energia.

O segundo exemplo de utilização de fontes isoladas galvanicamente está muito mais próximo do assunto do livro. Um pouco mais tarde, consideraremos o chamado método bootstrap para controlar cascatas push-pull. Veremos que neste circuito precisamos de uma fonte isolada galvanicamente do fio comum. No modo dinâmico, esta função, ao que parece, pode ser executada com sucesso por um capacitor. Mas no modo estático, você não pode prescindir de uma fonte normal. Mais recentemente, este problema foi resolvido com a ajuda de um adicional; enrolamentos do transformador de rede, o que, claro, não contribuiu para reduzir as dimensões do circuito. O advento dos transdutores miniaturizados resolveu esse problema de maneira elegante.

Por exemplo, vamos analisar o dispositivo do chip DCP0115 da empresa] Burr-Brown, cujas unidades funcionais são mostradas na fig. 14.20, e aparência - na fig. 14.21. O microcircuito contém um gerador de alta frequência e uma cascata push-pull que funciona; com frequência de 400 kHz. Um transformador miniatura é conectado ao estágio de potência, o que, no entanto, permite obter 1 W de potência na carga (com uma tensão de saída de 15 V). Há também um circuito de partida suave e um circuito de bloqueio térmico com capacidade de recuperação após um desligamento. Os pinos de sincronização (sync in, sync out) são usados ​​quando o microcircuito funciona em conjunto com outras fontes de pulso disponíveis no dispositivo. A sincronização permite evitar batimentos de frequência e reduzir a interferência de rádio irradiada. A microfonte é feita em um pacote DIP-14.

Um inversor push-pull construído com base em um seguidor de potência de emissor é uma fonte de corrente pulsada push-pull com baixo peso e pequenas dimensões. Usado para carregar baterias em uma tensão estável. A corrente máxima definida no início da carga diminui no final, até o estado de carga do buffer - com características próximas ao carregamento de baterias em carros.
A fonte de alimentação utiliza componentes de rádio de fontes de alimentação desatualizadas para computadores e monitores.

As principais partes funcionais do circuito do carregador:
1. Circuitos de proteção de entrada contra sobrecargas e curtos-circuitos.
2. Filtro de duas seções de supressão de ruído de rede.
3. Retificador de rede.
3. Filtro de suavização de alta tensão.
4. Inversor de potência baseado em seguidor de emissor em transistores bipolares.
5. Circuitos de transmissão e formação de sinal de feedback de estabilização de tensão.
6. Gerador de pulso retangular.
7. Regulador de corrente de saída.
8. Retificador de tensão secundária.
9. Circuitos de proteção e indicação de carga.

No circuito inversor push-pull, ocorre uma conversão tripla de tensão: a tensão alternada da rede é retificada e suavizada para corrente contínua, depois é convertida em uma tensão de pulso, com frequência de até várias dezenas de quilohertz, transformada em um circuito de baixa tensão e retificado. A tensão do circuito secundário é usada para carregar as baterias.
O circuito de feedback negativo permite carregar as baterias ou alimentar a carga com uma tensão estabilizada.
O circuito push-pull do inversor contém transistores, potência e tensão reduzidas em comparação com o circuito flyback.
Os circuitos de realimentação no optoacoplador e no transformador de pulso separam galvanicamente a alta tensão da rede do inversor dos circuitos de baixa tensão.
O conjunto de baixa tensão é equipado com potentes diodos de avalanche no conjunto, indicação de baixa tensão e corrente de carga.
A tensão de saída é estabilizada pela introdução de um circuito de realimentação de tensão negativa no circuito, e o aumento da temperatura dos transistores devido ao superaquecimento é controlado por um termistor.

Principais características técnicas:

Tensão de alimentação. B - 165...240
Voltagem de saída. B - 12...16
Corrente de saída de carga. A-10
Frequência de conversão, kHz - 22...47

Esquema

O filtro de supressão de ruído de entrada consiste em um indutor T2 de dois enrolamentos (Fig. 1) e capacitores C13, C14, que reduzem a interferência do conversor na rede e eliminam a possibilidade de ruído de impulso da fonte de alimentação.

A tensão de rede do filtro é fornecida ao retificador VD7 através do fusível FU1 e da chave de rede SA1.

O retificador de rede é complementado com um filtro de suavização de capacitores de alta capacidade C8, C9, desviados pelos resistores R12, R13 para equalizar as tensões. O termistor RK2 limita a corrente de carga dos capacitores quando a tensão da rede elétrica é aplicada.
O transformador de alta frequência L do inversor é conectado com uma saída ao ponto médio da conexão dos capacitores C8, C9, e a segunda - ao ponto de conexão dos transistores do conversor push-pull, através do capacitor de isolamento C7.

A introdução do resistor R15 no circuito oscilatório reduz o fator de qualidade do enrolamento do transformador e acelera o amortecimento do processo oscilatório.
Os transistores VT2, VT3 são desviados pelos diodos de alta velocidade VD4, VD5 contra quebra por correntes reversas.

O capacitor separador C7 elimina a magnetização do circuito magnético do transformador T1 do inversor, com dispersão nos parâmetros dos capacitores C7, C8 e configuração incorreta de metade da tensão de alimentação no ponto médio da conexão dos transistores VT2, VT3.
Devido ao baixo coeficiente de transferência dos poderosos transistores inversores, um transistor bipolar VT1 é adicionado ao circuito.

O ajuste de metade da tensão da fonte de alimentação no ponto de junção dos transistores VT2, VT3 é realizado selecionando o valor da resistência do resistor R8.

O diodo VD3 acelera a comutação do seguidor de emissor nos transistores VT1, VT2.
A carga do seguidor de emissor é o transistor VT3, que opera em modo estático com base de corrente alternada aterrada. Para corrente contínua, uma pequena polarização é aplicada à base do transistor VT3, através do resistor R8, para criar uma tensão no coletor próxima à metade da tensão de alimentação.

O oscilador mestre é feito em um temporizador analógico DA1.
O microcircuito contém: dois amplificadores operacionais funcionando como comparadores; Gatilho RC; um amplificador de saída e um transistor chave para descarregar um capacitor externo de carga temporal C1.

Da saída 3 do gerador do chip DA1 são obtidos pulsos retangulares. Em um nível alto na saída 3 DA1, o pulso através do circuito RC integrado R5, C4 entra na base do transistor VT1 do seguidor de emissor composto, o transistor abre e abre um poderoso transistor bipolar VT2. O capacitor C7 é carregado no barramento positivo da fonte de alimentação. Um pulso de corrente aparecerá no circuito primário do transformador T1. No final de um pulso positivo do pino 3 do microcircuito DA1, o pino de disparo interno 7 do DA1 muda para um estado condutor em relação à fonte de alimentação negativa do microcircuito DA1, a base do transistor VT1 fecha para a fonte de alimentação negativa do microcircuito, o capacitor C4 também é descarregado rapidamente. Os transistores seguidores do emissor são fechados e o capacitor C7 é descarregado através do transistor aberto VT3.

Para combinar corretamente os pulsos do gerador com a junção base-emissor do seguidor do inversor VT1, VT2, o gerador é alimentado pelo barramento positivo da fonte de energia de alta tensão através de um resistor limitador de tensão R10, estabilizado pelo diodo zener VD2. O sinal negativo da alimentação do microcircuito é retirado do ponto médio da conexão dos transistores VT2, VT3. Com a chegada do pulso subsequente do gerador à entrada do seguidor de emissor, os transistores VT1, VT2 abrem e o processo se repete.

Uma sequência contínua de pulsos no enrolamento primário do transformador de alta frequência T1 ativa o aparecimento de tensão de alta frequência no enrolamento secundário do transformador e corrente na carga KhTZ, KhT4.
Os pinos 2 e 6 da entrada do comparador do microcircuito DA1 comutam o gatilho interno dependendo do nível de tensão no capacitor C1, cujo tempo de carga depende das classificações do circuito RC R1, R2, C1.

O pino 5 do DA1 permite acesso direto ao ponto divisor com nível 2/3 da tensão de alimentação, que é a referência para o funcionamento do comparador superior. Usar este pino permite alterar este nível para obter modificações de esquema.
O uso construtivo desta saída no circuito de realimentação negativa permite implementar a estabilização da tensão de saída.

A tensão da carga através do termistor RK1 é fornecida ao resistor variável de ajuste R14, que regula a tensão na carga. Quando a tensão nos terminais KhTZ, XT4 aumenta, o amplificador no estabilizador paralelo DA2 aumenta o brilho do LED do optoacoplador U1, o transistor do optoacoplador abre e reduz a tensão no pino 5 do DA1. A frequência do gerador aumenta. A duração dos pulsos de saída é reduzida, o que leva a uma diminuição da tensão na carga.

O estabilizador paralelo DA2 serve como um amplificador para o sinal de incompatibilidade de tensão na carga e opera em modo linear. A instalação de um amplificador transistorizado neste circuito é indesejável devido à dispersão de parâmetros e à influência significativa da temperatura externa.

Um aumento na temperatura dos transistores chave VT2, VT3 do inversor levará a uma diminuição na resistência do termistor RK1 e a uma diminuição no ciclo de trabalho e na potência da carga.
A alimentação do chip DA1 é feita a partir da alta tensão do inversor através de um limitador de tensão no resistor R10 e é estabilizada pelo diodo VD2.

O retificador do circuito secundário é feito sobre um potente par de diodos de avalanche VD6 montados em conjunto, a indicação da polaridade da presença de tensão secundária é indicada pelo LED HL1. O capacitor SU suaviza as ondulações de tensão em circuitos de baixa tensão.

Placa de circuito impresso, detalhes
A placa de circuito impresso do circuito eletrônico é composta por duas partes (Fig. 2 e Fig. 3), conectadas por condutores.
O temporizador de baixa potência 7555 DA1 será substituído pelo temporizador de micropotência 555.
Ponte de diodo de rede VD7 para tensão não inferior a 400 V e corrente superior a 3 A, retificador de baixa tensão
VD6 para uma tensão de pelo menos 50 V e uma corrente de pelo menos 20 A será substituído por um conjunto S40D45C de fontes de alimentação de computador.
Os transistores VT2.VT3 são adequados para uma tensão de pelo menos 300 V e uma corrente superior a 3 A - tipos 2SC2555, 2625, 3036, 3306, 13009 com instalação em radiador com juntas isolantes.

Capacitores de óxido de alumínio da Nikon ou REC.
Optoacopladores - das séries LTV817, PC816.
O transformador T1 é usado sem rebobinar da fonte de alimentação do computador AT/TX. O enrolamento 1T1 tem 38 voltas de fio com diâmetro de 0,8 mm, o secundário possui dois enrolamentos de 7,5 voltas cada, com seção transversal de 4 * 0,31 mm em feixe.
O Transformador T2 é um indutor de filtro de rede de dois enrolamentos.
Bobina L1 - bobina de filtro, 10 voltas de fio com diâmetro de 1 mm em anel de ferrite de 20 mm.

O ajuste do circuito consiste em verificar os modos de potência. Com o resistor R8, defina uma tensão no emissor VT3 igual à metade da tensão da fonte de alimentação - cerca de 150 V.

É necessário alimentar o circuito inversor durante os testes através de um transformador de transição 220/220 V * 100 W para eliminar possíveis choques elétricos.
Antes de iniciar, uma lâmpada de 220 V * 100 W é conectada ao circuito de rede em vez do fusível FU1, em vez de uma carga, conecte uma lâmpada de carro de 12-24 V * 50 velas.

O aumento do brilho da lâmpada da rede elétrica e a ausência de brilho da lâmpada na carga indicam mau funcionamento no circuito.
Com um brilho fraco da lâmpada principal e um brilho forte da lâmpada de carga, com a presença de controle de brilho, o estado de funcionamento do circuito é confirmado.

Após uma breve operação, desconecte o circuito da rede elétrica e verifique se há aquecimento nos componentes do rádio.
Ao configurar e testar o dispositivo, as Normas de Segurança devem ser observadas.

Desenhos de PCB em formato lay6 (arquivo The-push-pull-inverter.zip) você pode baixar em nosso site: Você não tem acesso para baixar arquivos do nosso servidor

Vladimir Konovalov, Alexander Vanteev
Irkutsk-43, caixa postal 380

Literatura
1. Ilia Lipavsky. Amplificador de potência híbrido baseado no repetidor Andrea Ciuffoli. - RadioHobby, nº 2, 2009, p. 49.
2. . - Solon-Press, Moscou, 2003, p. 108-142.
3. V. Konovalov. Desenvolvimentos metodológicos e artigos. - Irkutsk, 2009.
Download: Inversor Push-Pull Baseado no Seguidor de Potência do Emissor
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