Cálculo do resistor no circuito de porta de um transistor mosfet. Drivers de transistor de potência

MOP (em burguês MOSFET) significa Metal Oxide Semiconductor, a partir desta abreviação a estrutura deste transistor fica clara.

Se nos dedos, ele possui um canal semicondutor que serve como uma placa de um capacitor e a segunda placa é um eletrodo de metal localizado através de uma fina camada de óxido de silício, que é um dielétrico. Quando uma tensão é aplicada ao portão, esse capacitor é carregado e o campo elétrico do portão puxa cargas para o canal, como resultado do aparecimento de cargas móveis no canal que podem se formar eletricidade e a resistência dreno-fonte cai drasticamente. Quanto maior a tensão, mais cargas e menor a resistência, como resultado, a resistência pode cair para valores escassos - centésimos de ohm, e se você aumentar ainda mais a tensão, a quebra da camada de óxido e o Khan transistor ocorrerá.

A vantagem de tal transistor, em comparação com um bipolar, é óbvia - a tensão deve ser aplicada ao portão, mas como existe um dielétrico, a corrente será zero, o que significa que o necessário a potência para conduzir este transistor será escassa, na verdade, consome apenas no momento da chaveamento, quando o capacitor está sendo carregado e descarregado.

A desvantagem decorre de sua propriedade capacitiva - a presença de capacitância no portão requer uma grande corrente de carga ao abrir. Em teoria, igual ao infinito em intervalos infinitesimais de tempo. E se a corrente for limitada por um resistor, o capacitor carregará lentamente - você não pode chegar a lugar nenhum com a constante de tempo do circuito RC.

Os transistores MOS são P&N canal. Eles têm o mesmo princípio, a diferença está apenas na polaridade das portadoras de corrente no canal. Assim, em uma direção diferente da tensão de controle e inclusão no circuito. Muitas vezes, os transistores são feitos na forma de pares complementares. Ou seja, existem dois modelos com exatamente as mesmas características, mas um deles é canal N e o outro canal P. Suas marcações, via de regra, diferem em um dígito.

eu tenho o mais popular MOS transistores são IRF630(canal n) e IRF9630(canal p) na minha época já fiz com uma dúzia e meia de cada tipo. Ter um corpo não muito dimensional TO-92 este transistor pode se arrastar até 9A. Sua resistência aberta é de apenas 0,35 Ohm.
No entanto, este é um transistor bastante antigo, agora já existem coisas mais legais, por exemplo IRF7314, capaz de arrastar o mesmo 9A, mas ao mesmo tempo cabe no case do SO8 - do tamanho de uma célula de notebook.

Um dos problemas de correspondência MOSFET transistor e microcontrolador (ou circuito digital) é que, para uma abertura total até a saturação total, esse transistor precisa rolar uma tensão bem maior no portão. Normalmente, isso é cerca de 10 volts, e o MK pode fornecer no máximo 5.
Existem três opções aqui:

A escolha de um transistor também não é muito difícil, principalmente se você não se incomodar com os modos de limitação. Antes de tudo, você deve se preocupar com o valor da corrente de dreno - I Drain ou EU IA você escolhe um transistor de acordo com a corrente máxima para sua carga, é melhor com uma margem de 10 por cento. O próximo parâmetro importante para você é VGS- Tensão de saturação Source-Gate ou, mais simplesmente, tensão de controle. Às vezes eles escrevem, mas com mais frequência você tem que olhar para fora dos gráficos. Procurando um gráfico da característica de saída Dependência EU IA de VDS no Significados diferentes VGS. E adivinhe qual modo você terá.

Por exemplo, você precisa alimentar o motor em 12 volts, com uma corrente de 8A. Você olhou de soslaio para o motorista e tem apenas um sinal de controle de 5 volts. A primeira coisa que me veio à mente após este artigo é o IRF630. A corrente é adequada com uma margem de 9A contra os 8 necessários. Mas vejamos a característica de saída:

Se você vai direcionar o PWM para esta chave, então você precisa se interessar pelos tempos de abertura e fechamento do transistor, selecione o maior e, em relação ao tempo, calcule a frequência máxima para a qual ele é capaz. Essa quantidade é chamada atraso do interruptor ou tonelada,t off, em geral, algo assim. Bem, a frequência é 1/t. Além disso, não será supérfluo olhar para a capacidade do obturador C iss Com base nele, assim como no resistor limitador no circuito do portão, você pode calcular a constante de tempo de carga do circuito RC do portão e estimar a velocidade. Se a constante de tempo for maior que o período PWM, o transistor não abrirá / fechará, mas ficará suspenso em algum estado intermediário, pois a tensão em seu portão será integrada por este circuito RC em uma tensão constante.

Ao manusear esses transistores, tenha em mente o fato de que eles não estão apenas com medo de eletricidade estática, mas MUITO FORTEMENTE. Quebrar o obturador com uma carga estática é mais do que real. Então, como você comprou imediatamente em papel alumínio e não o retire até soldá-lo. Primeiro, aterre-se pela bateria e coloque um chapéu de papel alumínio :).

Ao desenvolver circuitos de potência de conversores estáticos, as medidas para proteger os transistores de potência da quebra térmica são fundamentais. Como os MOSFETs não possuem quebra secundária, é bem possível ser guiado pela temperatura máxima e dissipação máxima de potência nos cálculos das condições térmicas. Potência total, que se destaca no transistor em seu modo de comutação, é determinado pela expressão:

onde R p - potência total dissipada;

Pista - perda de energia ao alternar;

R pr - perdas na resistência ativa do canal de um transistor aberto;

Pynp - perdas de controle no circuito do portão;

Pyr - perda de energia devido a vazamento no estado fechado.

onde L L (op) é a resistência do transistor no estado aberto (parâmetro de referência).

Perdas de condução P CR são o principal componente de perdas em um transistor de efeito de campo. Essas perdas podem ser calculadas conhecendo o valor efetivo (efetivo) da corrente de dreno:

As perdas de energia causadas pela corrente de fuga (P^) são insignificantes (se, é claro, o transistor estiver funcionando), portanto, não faz sentido levá-las em consideração. Além disso, como uma das principais vantagens de um transistor de efeito de campo são as perdas extremamente baixas em seu circuito de controle (controle P), portanto, o valor das perdas de controle pode ser excluído dos cálculos. Levando em consideração as suposições acima, a fórmula (2.1.7) para calcular as perdas totais assume a seguinte forma conveniente:

Aqui é necessário fazer algumas digressões esclarecedoras e lembrar ao leitor que o cálculo da potência dissipada é feito para garantir o regime térmico dos transistores de potência. Este cálculo é útil ao projetar radiadores de resfriamento para transistores (para obter detalhes, você pode consultar as publicações e). Um parâmetro muito importante, sem o qual não será possível projetar um elemento de resfriamento, é a chamada resistência térmica R thjc do transistor. Estudos mostraram que essa resistência depende muito da frequência de comutação do transistor, bem como do ciclo de trabalho dos pulsos de controle, que é determinado pela razão entre o tempo de estado aberto e o período de comutação completo. Nas especificações técnicas para transistores, as chamadas características de junção-caso de impedância térmica transitória normalizada são geralmente dadas. Como pode ser visto a partir da fig. 2.1.11, devido à inércia dos processos térmicos em altas frequências de comutação e baixo ciclo de trabalho, a resistência térmica "caixa de cristal" é significativamente reduzida. De qualquer forma, o desenvolvedor precisa avaliar essa resistência de acordo com o cronograma, para não projetar um radiador de resfriamento para elementos de energia "a olho nu". O leitor deve estar ciente de que mostrado na Fig. 2.1.11 gráficos estão incluídos no conjunto principal de parâmetros fornecidos pelos fabricantes para a base do elemento de potência. Se ao escolher base do elemento o desenvolvedor enfrentará o fato de que esses gráficos estão ausentes na documentação, é melhor não confiar em tal fabricante e não usar seus produtos em seus desenvolvimentos.

Tendo em conta os gráficos 2.1.11, a resistência térmica do "corpo de cristal" é determinada pela seguinte fórmula:

onde ZjJJ, D) - coeficiente de transição de resistência "corpo de cristal";

R Q (JC) - resistência térmica "caixa de cristal" no modo de grandes ciclos de trabalho de pulsos de controle ou em corrente contínua.

Na fig. 2.1.11 existe uma outra curva chamada pulso único. Ele é removido para um único pulso de corrente (sem repetição). Este modo de operação é normalmente usado para circuitos de proteção e disparo que operam uma vez. Neste caso, via de regra, a dissipação de calor é pequena e o elemento de potência não necessita de radiador.

Mas voltando à perda de calor. A situação é muito mais complicada com as perdas de comutação. Se a carga do FET for puramente

Arroz. 2.1.11. Gráfico de resistência térmica normalizada versus frequência de pulso e ciclo de trabalho: a - IRFP250; b - IRJL3103D1; em -FB180SA10

ativos, as perdas de comutação são pequenas e muitas vezes podem ser simplesmente negligenciadas. No entanto, uma carga ativa é um caso raro na tecnologia de conversores de potência. Com muito mais frequência, os transistores de conversores estáticos “funcionam” para cargas com um componente reativo (indutivo-capacitivo) fortemente pronunciado, caracterizado por uma incompatibilidade entre os máximos de corrente e tensão. Além disso, em transistores que operam em circuitos push-pull (isso inclui meia ponte, ponte e circuitos trifásicos), existem perdas específicas de recuperação reversa de diodos opostos. Passaremos imediatamente aos métodos de cálculo de perdas dinâmicas em circuitos push-pull, pois é com base neles que a poderosa tecnologia de conversores é construída.

Em um circuito push-pull, é necessário considerar a influência da indutância L nos demais elementos do circuito. Deve-se lembrar que a indutância real L é a indutância de magnetização do enrolamento primário de um transformador de alta frequência (se o dispositivo projetado for um conversor estático para alimentação de cargas típicas) ou a indutância do enrolamento do motor (se um conversor regulável conversor de frequência está sendo desenvolvido).

Vamos nos voltar para a Fig. 2.1.12 e considere os processos de chaveamento que ocorrem no circuito típico apresentado. Inicialmente (que

abertura do elemento-chave. É claro que a amplitude dos surtos não pode ser maior que a tensão de alimentação ou o potencial de "terra", pois os diodos opostos se abrirão e "descarregarão" os surtos para a fonte de alimentação. E, no entanto, se a energia do processo oscilatório for grande o suficiente, pode não terminar no momento da próxima descoberta do elemento-chave. A comutação com corrente fluindo através do diodo flyback resultará na chamada situação de “comutação difícil”, quando o transistor de potência ficará brevemente no modo “correntes de passagem”. Para “extinguir” essas emissões, um circuito RC com um capacitor e um resistor conectados em série é conectado em paralelo com o enrolamento primário do transformador.

Acabamos de considerar o chamado modo de operação "leve" do transistor em circuitos push-pull, quando os pulsos de controle chegam às portas VT1 e VT2 simetricamente e, nos momentos em que a comutação começa, as correntes não passam pelo diodos opostos. Não é difícil calcular a potência das perdas de comutação neste caso. Para cada transistor operando em um circuito meia-ponte ou ponte com uma carga de transformador padrão, pode ser calculado pela fórmula

onde / ^ max é a corrente de dreno máxima.

Há outro caso em que os transistores são forçados a funcionar em um modo de comutação "pesado". Este caso é geralmente considerado em dispositivos de controle de frequência para motores com indutância de enrolamento significativa. Aqui, a duração do estado aberto dos elementos-chave "superior" (VT1) e "inferior" (VT2) da meia-ponte e da ponte pode ser desigual: no caso limite, os pulsos de abertura de um dos interruptores desaparecem completamente. No caso de assimetria dos pulsos de controle, a corrente na carga indutiva não muda de direção, o que significa que, por exemplo, após o desligamento do transistor VT2, a corrente i L (Fig. 2.1.12 c) será flui através de seu diodo oposto. Portanto, desligar o transistor VT1 ocorrerá no modo de curto-circuito de curto prazo, pois o diodo VD2 não poderá restaurar instantaneamente o estado bloqueado. Quanto mais o diodo de roda livre atrasar a recuperação do estado desligado, mais calor será gerado no transistor. Portanto, para calcular as perdas de comutação no modo "pesado", é necessário levar em consideração tanto as perdas de comutação dinâmicas do transistor quanto as perdas de recuperação reversa dos diodos opostos. A seguinte fórmula irá ajudá-lo a calcular a perda de comutação:

onde Q rr é a carga de recuperação reversa do diodo oposto (parâmetro de referência).

Você também deve estar ciente de que a carga de recuperação reversa do diodo oposto (de acordo com a Fig. 2.1.14) depende ligeiramente da corrente direta que flui através do diodo após o transistor ser desligado, mas é amplamente determinada pela quantidade de mudança em a corrente direta ao longo do tempo no estágio de recuperação reversa, ou seja, os valores derivados da corrente. Na prática, isso significa que desacelerar o processo de comutação que causa a recuperação reversa pode reduzir a carga e, portanto, a energia liberada. Portanto, no modo de comutação "pesado", é necessário desacelerar o processo de abertura dos transistores de efeito de campo. A velocidade de abertura pode ser reduzida limitando a corrente de porta aumentando o resistor de porta, bem como desviando as junções dreno-fonte de transistores com circuitos RC que limitam a velocidade de comutação. É verdade que isso aumenta as perdas de comutação dinâmica de comutação.

Arroz. 2.1.14. Dependência da carga de recuperação reversa do diodo na velocidade do processo de comutação

Muitas vezes, na prática de desenvolvimento de conversores estáticos, há casos em que é necessário comutar uma corrente cujo valor é superior ao limite de corrente de um único transistor. E se for difícil escolher um dispositivo mais potente, basta ligar vários dispositivos projetados para correntes mais baixas em paralelo. Em seguida, a corrente total será distribuída uniformemente pelos transistores individuais. Para conectá-los em paralelo, você precisa ter dispositivos com valores próximos da tensão limite. Como regra, os transistores do mesmo tipo têm valores de tensão limite muito próximos, portanto, é altamente indesejável escolher transistores de diferentes classificações para operação paralela. Melhor ainda, geralmente pegue transistores de um lote de produção, fabricado nas mesmas condições.

Para garantir o aquecimento uniforme da linha do transistor, eles devem ser instalados em um radiador comum e, se possível, mais próximos um do outro. Também deve ser lembrado que dois transistores conectados em paralelo podem passar o dobro da corrente sem reduzir a capacidade de carga de dispositivos individuais, mas, ao mesmo tempo, a capacitância de entrada e, portanto, a carga do portão combinado dobra. Consequentemente, o circuito de controle para transistores conectados em paralelo deve ser capaz de fornecer um determinado tempo de comutação.

Mas mesmo aqui tem suas peculiaridades, seus próprios “truques”. Se você conectar os portões dos transistores de efeito de campo diretamente, poderá obter um efeito de "toque" muito desagradável quando desligado - influenciando um ao outro através dos portões, os transistores abrirão e fecharão aleatoriamente, não obedecendo ao sinal de controle. Para evitar o “ringing”, recomenda-se colocar pequenos tubos de ferrite nos pinos da comporta para evitar a influência mútua das comportas, conforme mostra a Fig. 2.1.15, a.

Este método é muito raro hoje (já que a tecnologia para a produção de tubos de ferrite é bastante complicada). Uma técnica de circuito mais simples e acessível é mostrada na Fig. 2.1.15, b,

Arroz. 2.1.15. Conexão paralela de MOSFET: a - com tubos de ferrite de têmpera; b - com resistores de porta

consistindo na instalação nos circuitos de cada portão dos mesmos resistores com resistência de dezenas a centenas de ohms. O valor dos resistores de porta geralmente é selecionado a partir da relação:

onde Q g é a quantidade de carga de porta para um transistor.

Depois disso, é necessário determinar a quantidade de corrente fornecida pelo driver de porta do transistor. Esta corrente é determinada a partir da condição da tensão U g atuando nos resistores de porta conectados em paralelo. Ou seja, o valor de R g, obtido pela fórmula (2.1.13), deve ser reduzido nos cálculos em tantas vezes quantos transistores forem ligados em paralelo.

Arroz. 2.1.16. Opção conexão paralela Transistores MOSFET

Os transistores VTl ... VT4 são instalados em um radiador comum o mais próximo possível, o que garante seu aquecimento uniforme. Os barramentos de força, que podem ser feitos com condutores impressos e volumosos (por exemplo, fita de cobre ou fio estanhado), são conectados ao dreno e à fonte de todos os transistores. Os resistores de porta Rg podem ser colocados acima dos trilhos de alimentação. Os transistores são fixados no radiador com parafusos e molas de fixação. Às vezes, para melhorar o contato térmico entre

As caixas dos radiadores utilizam a seguinte tecnologia: os transistores são fixados com suas placas termorremovíveis a uma tira comum de cobre (ou suas ligas), e esta, por sua vez, é aparafusada a um radiador, previamente lubrificado no ponto de contato com o calor. pasta condutora. E, claro, é necessário garantir o isolamento elétrico de grupos individuais de transistores para evitar curtos-circuitos nos locais onde não deveriam existir de acordo com o circuito elétrico.

Na fig. 2.1.17 é dado aparência variante da unidade estrutural de uma ponte controlada trifásica, composta por transistores MOSFET conectados em paralelo, e na fig. 2.1.18 - diagrama de circuito conexões de transistores. O radiador possui canais através dos quais é soprado à força por uma corrente de ar.

Atualmente, os transistores MOSFET e IGBT são usados ​​principalmente como chaves de potência de alta e média potência. Se considerarmos esses transistores como uma carga para seu circuito de controle, eles são capacitores com capacidade de milhares de picofarads. Para abrir o transistor, essa capacitância deve ser carregada e, quando fechada, deve ser descarregada e o mais rápido possível. Você precisa fazer isso não apenas para que seu transistor tenha tempo de trabalhar em altas frequências. Quanto maior a tensão de porta do transistor, menor a resistência do canal do MOSFET ou menor a tensão de saturação coletor-emissor dos transistores IGBT. A tensão limite para abrir transistores é geralmente de 2 a 4 volts, e o máximo em que o transistor está totalmente aberto é de 10 a 15 volts. Portanto, uma tensão de 10-15 volts deve ser aplicada. Mas mesmo neste caso, a capacitância do portão não é carregada imediatamente e por algum tempo o transistor opera em uma seção não linear de sua característica com alta resistência de canal, o que leva a uma grande queda de tensão no transistor e seu aquecimento excessivo. Esta é a chamada manifestação do efeito Miller.

Para que a capacitância da porta carregue rapidamente e o transistor abra, é necessário que seu circuito de controle forneça o máximo de corrente possível para carregar o transistor. A capacitância da porta do transistor pode ser encontrada nos dados do passaporte do produto e, no cálculo, Cvx = Ciss deve ser considerado.

Por exemplo, pegue o MOSFET - o transistor IRF740. Tem as seguintes características que nos interessam:

Tempo de subida - Tr = 27 (ns)

Tempo de fechamento (Tempo de queda - Tf) = 24 (ns)

Capacitância de entrada (Capacitância de entrada - Ciss) = 1400 (pF)

A corrente máxima de abertura do transistor é calculada como:

A corrente máxima de fechamento do transistor é determinada pelo mesmo princípio:

Como geralmente usamos 12 volts para alimentar o circuito de controle, determinaremos o resistor limitador de corrente usando a lei de Ohm.

Ou seja, o resistor Rg \u003d 20 Ohm, de acordo com o padrão da série E24.

Observe que não funcionará para controlar tal transistor diretamente do controlador, vou inserir que a tensão máxima que o controlador pode fornecer estará dentro de 5 volts e a corrente máxima dentro de 50 mA. A saída do controlador ficará sobrecarregada e o efeito Miller aparecerá no transistor, e seu circuito falhará muito rapidamente, pois alguém, o controlador ou o transistor, superaquecerá antes.
Portanto, é necessário escolher o driver certo.
O driver é um amplificador de potência de pulso e é projetado para controlar teclas de energia. Os drivers podem ser teclas superior e inferior separadamente ou combinados em um pacote em um driver de tecla superior e inferior, por exemplo, como IR2110 ou IR2113.
Com base nas informações acima, precisamos selecionar um driver capaz de manter a corrente de porta do transistor Ig = 622 mA.
Assim, o driver IR2011 é adequado para nós, capaz de suportar a corrente de porta Ig = 1000 mA.

Também é necessário levar em consideração a tensão máxima de carga que as chaves irão comutar. Neste caso, é igual a 200 volts.
O próximo parâmetro muito importante é a velocidade de travamento. Isso elimina o fluxo de correntes nos circuitos push-pull mostrados na figura abaixo, causando perdas e superaquecimento.

Se você ler atentamente o início do artigo, de acordo com os dados do passaporte do transistor, pode-se ver que o tempo de fechamento deve ser menor que o tempo de abertura e, portanto, a corrente de bloqueio é maior que a corrente de abertura Se> Ir. Uma corrente de fechamento mais alta pode ser fornecida reduzindo a resistência Rg, mas então a corrente de abertura também aumentará, isso afetará a magnitude do surto de tensão de comutação no desligamento, dependendo da taxa de queda de corrente di/dt. Deste ponto de vista, um aumento na velocidade de comutação é mais um fator negativo que reduz a confiabilidade do dispositivo.

Nesse caso, usaremos a notável propriedade dos semicondutores de passar corrente em uma direção e instalaremos um diodo no circuito de porta que passará a corrente de desligamento do transistor If.

Assim, a corrente de desbloqueio Ir fluirá através do resistor R1, e a corrente de bloqueio If fluirá através do diodo VD1, e como a resistência da junção p-n do diodo é muito menor que a resistência do resistor R1, então If> Ir. Para que a corrente de bloqueio não exceda seu valor, ligamos um resistor em série com o diodo, cuja resistência é determinada desprezando a resistência do diodo no estado aberto.

Vamos pegar o menor mais próximo da série padrão E24 R2 = 16 Ohm.

Agora vamos considerar o que significa o nome do driver da tecla superior e inferior.
Sabe-se que os transistores MOSFET e IGBT são controlados por tensão, ou seja, a tensão porta-fonte (Gate-Source) Ugs.
Qual é a tecla superior e inferior? A figura abaixo mostra um diagrama de uma meia ponte. Este esquema contém as teclas superior e inferior, VT1 e VT2, respectivamente. A chave superior VT1 é conectada pelo dreno ao positivo da alimentação Vcc, e pela fonte à carga e deve ser aberta pela tensão aplicada em relação à fonte. A chave inferior, por dreno, é ligada à carga, e pela fonte à alimentação negativa (terra), devendo ser aberta por uma tensão aplicada em relação ao terra.

E se tudo estiver muito claro com a tecla inferior, apliquei 12 volts nela - ela abriu, apliquei 0 volts nela - fechou, então para a tecla superior você precisa de um circuito especial que a abrirá em relação à tensão na fonte do transistor. Tal esquema já está implementado dentro do driver. Basta adicionar uma capacitância booster C2 ao driver, que será carregada pela tensão de alimentação do driver, mas relativa à fonte do transistor, conforme a figura abaixo. É com essa tensão que a chave superior será destravada.

Este circuito é bastante eficiente, mas o uso de uma capacitância de reforço permite que ele opere em faixas estreitas. Essa capacitância é carregada quando o transistor inferior está ligado e não pode ser muito grande se o circuito for operado em altas frequências, nem muito pequena quando estiver operando em baixas frequências. Ou seja, com esse design, não podemos manter a tecla superior aberta infinitamente, ela fechará imediatamente após a descarga do capacitor C2, mas se você usar uma capacitância maior, pode não ter tempo de recarregar no próximo período de operação do transistor .
Encontramos esse problema mais de uma vez e muitas vezes tivemos que experimentar a seleção da capacitância do booster ao alterar a frequência de comutação ou o algoritmo do circuito. O problema foi resolvido com o tempo e de forma muito simples, da forma mais confiável e "quase" barata. Estudando a Referência Técnica do DMC1500, nos interessamos pela finalidade do conector P8.

Depois de ler atentamente o manual e ter um bom entendimento do circuito de todo o inversor, descobriu-se que este é um conector para conectar uma fonte de alimentação separada e isolada galvanicamente. Conectamos o menos da fonte de energia à fonte da tecla superior e o mais à entrada do driver Vb e à perna positiva da capacitância do booster. Assim, o capacitor é carregado constantemente, pelo que é possível manter a tecla superior aberta pelo tempo necessário, independentemente do estado da tecla inferior. Esta adição ao esquema permite que você implemente qualquer algoritmo de chaveamento.
Como fonte de energia para carregar a capacitância do booster, você pode usar um transformador convencional com um retificador e um filtro ou um conversor DC-DC.

O IGBT é ligado aplicando uma tensão positiva ao gate (geralmente V G(ligado) = +15 V), a tensão típica de desligamento está na faixa V G(desligado) = -5 ... -15 V. Em certos valores de V G (ligado) / V G (desligado) as características dinâmicas do interruptor podem ser definidas por resistores instalados no circuito do portão e limitando sua corrente I G (ver Fig. 1, 2).

Arroz. 1.

Arroz. 2. A, B - limitando a corrente liga / desliga usando resistores R G (ligado) , RG (desligado) , C - tensão V GE e corrente de porta I G

Ao selecionar as classificações R G(on) /R G(off), você pode alterar o tempo de comutação, o nível de perdas dinâmicas e sobretensões de comutação, bem como vários outros parâmetros, incluindo a composição do espectro de interferência eletromagnética. Assim, escolher a impedância do circuito de acionamento do portão é uma das etapas de projeto mais importantes que requer muita atenção.

Os valores da capacitância da porta dependem da tensão coletor-emissor V CE IGBT, portanto, eles mudam durante sua comutação. Os gráficos correspondentes de Cies, Coes, Cres versus V CE são dados em especificações técnicas módulos de potência. A impedância do circuito de controle, que limita o valor de pico da corrente de porta I G nos momentos liga e desliga, determina o tempo de recarga das capacitâncias de entrada. As Figuras 2a e 2b mostram os circuitos de fluxo de corrente ao usar resistores separados das linhas on e off R G(on) /R G(off) , a forma da corrente de porta I G quando um pulso de controle V GE é aplicado é mostrado na Figura 2c.

Com uma diminuição nos valores de R G(on) /R G(off) a constante de tempo do circuito de recarga diminui, respectivamente, o tempo de comutação t R /t F e o nível de perdas dinâmicas E SW diminuem. Apesar do efeito positivo de redução da dissipação de potência, um aumento na taxa de decaimento de corrente leva a um aumento perigoso no nível de sobretensões de comutação V stray , causado pela presença de uma indutância distribuída LS dos barramentos de potência do link corrente direta: V stray = L S × di/dt.

Uma representação visual desse efeito é dada pelos diagramas mostrados na Figura 3.

Arroz. 3. Crescimento da sobretensão de comutação V disperso com o aumento de di/dt

A área sombreada dos gráficos, que é o produto da corrente do coletor I C e a tensão V CE durante o tempo off, representa a perda de energia E off .

Com um projeto malsucedido do barramento DC e grande importância L S pico de tensão V stray é capaz de desativar o interruptor de energia. O processo se torna especialmente perigoso no modo de desligamento do IGBT em caso de curto-circuito (curto-circuito), quando o valor di/dt é máximo. O nível V disperso pode ser reduzido escolhendo um resistor R Goff maior (15 ohms em vez de 10 ohms, conforme mostrado). É por isso que em alguns drivers IGBT (por exemplo, SKYPER 32PRO) é implementado o modo SSD (Soft Shut Down), no qual o IGBT é bloqueado por meio de um resistor separado R G (desligado) de grande valor. O preço natural para isso é um aumento nas perdas de energia, portanto, ao usar tipos modernos IGBT e topologia correta do barramento DC, o uso do modo SSD não é recomendado.

Deve-se observar também que um aumento nas velocidades de chaveamento, resultando em um aumento em di/dt e dv/dt, também aumenta o nível de interferência eletromagnética (EMI) emitida pelo conversor. A Tabela 1 mostra como a alteração do valor do resistor de porta afeta as características dinâmicas básicas do IGBT.

Tabela 1. Efeito do resistor de porta em propriedades dinâmicas IGBT

A SEMIKRON lançou recentemente a quarta geração de módulos baseados em chips IGBT Trench 4 e diodos CAL 4 rápidos. Uma das principais vantagens dos novos módulos é a taxa de variação de corrente di/dt reduzida em quase 30% com um valor menor (aproximadamente 20%) da energia perdida. Graças a isso, a utilização de novos interruptores permite não só aumentar a eficiência de conversão, mas também melhorar a compatibilidade eletromagnética e reduzir o risco de avaria em situações de emergência.

As características dinâmicas do diodo IGBT oposto também dependem do valor do resistor de porta e determinam amplamente seu valor mínimo. A taxa de ativação do transistor não deve exceder a taxa de recuperação reversa do diodo: uma diminuição em RG e um aumento correspondente em diC/dt não apenas leva a um aumento no nível de sobretensão ao desligar o IGBT, mas também cria uma tensão dinâmica para o diodo.

A SEMIKRON utiliza em seus módulos diodos rápidos fabricados com tecnologia própria CAL (Controlled Axial Lifetime), que permite alterar o tempo de vida da portadora. Sua principal diferença é a característica de recuperação reversa dirr/dt suave e a resposta dinâmica perfeitamente combinada com o IGBT. Isso ajuda a reduzir as perdas dinâmicas e EMI, bem como a reduzir a magnitude das sobretensões durante o desligamento.

Seleção do Resistor de Gate

Normalmente, o estágio de saída dos drivers é construído em um circuito push-pull de saída dividida, conforme mostrado na Figura 1. As entradas de ambos os MOSFETs são controladas pelo mesmo sinal lógico: quando alto nível, a tecla do canal N abre, em um nível baixo - o canal P. O uso de uma saída dividida permite gerar uma tensão de controle assimétrica V GE e selecionar os valores dos resistores R G independentemente para os modos liga e desliga.

A otimização do gate drive envolve a escolha de R G(on) /R G(off) (em um determinado V GE) para garantir perdas dinâmicas mínimas, sem oscilações de comutação perigosas, baixa corrente de recuperação reversa do diodo de roda livre e baixos surtos de comutação. A busca pelo ótimo é dificultada pelo fato de alguns desses parâmetros serem conflitantes entre si (ver Tabela 1).

Como regra geral, um resistor de porta menor é necessário para acionar um IGBT maior e vice-versa. Ao mesmo tempo, o valor de R G indicado como referência (R Gref) nas especificações técnicas nem sempre fornece o melhor equilíbrio das propriedades acima. O valor ideal do resistor para a maioria das aplicações específicas está na faixa R Gref …2 × R Gref . Via de regra, o valor de R Gref também é o mínimo recomendado, proporcionando desligamento seguro Limite de corrente de surto IGBT (ICM). Lembre-se de que a área operacional segura (OBR ou SOA) é classificada para ICM ou corrente de coletor nominal dupla ICM = 2 × I C .

Na maioria dos circuitos práticos, é a resistência 2 × R Gref que fornece o equilíbrio necessário e inicia o processo de otimização das características dinâmicas. A redução do valor do resistor de porta só é possível desde que o aumento da velocidade de comutação di/dt não cause sobretensões perigosas. Também deve ser lembrado que diminuir a impedância do gate driver leva a um aumento da carga de corrente no driver e a um aumento da potência dissipada por ele.

A escolha correta de R G no projeto deve ser confirmada por testes construção terminada, incluindo a análise de regimes térmicos e a medição de V parasita em todas as condições de operação até um curto-circuito. É esta técnica que é utilizada pelo centro de design SEMIKRON na França, que desenvolveu mais de 12.000 projetos de vários dispositivos por 35 anos, com capacidade de dezenas de kW a unidades de MW.

Ao escolher a resistência da porta, deve-se levar em consideração que durante o fluxo de correntes de carga / descarga, uma grande potência pode ser dissipada nela. Recomenda-se escolher resistores que tenham um coeficiente de baixa temperatura TKS e uma dispersão nas classificações que não exceda 1%. Na maioria dos casos, uma boa solução é usar uma conexão paralela de várias resistências na versão smd (MELF, MINI-MELF). Isso proporciona alta resistência a sobrecargas de impulso, boa distribuição de calor e insensibilidade do circuito à falha de uma das resistências.

Um erro na escolha de RG pode levar a consequências extremamente indesejáveis, sendo necessário analisar o efeito do circuito de acionamento do portão em todos os modos de operação do conversor. Por exemplo, um aumento no valor de R G , que permite reduzir o nível de emissões de comutação, levará inevitavelmente a um aumento das perdas dinâmicas e superaquecimento do interruptor de alimentação. Uma possível consequência do uso de um resistor de porta desnecessariamente grande pode ser que o IGBT entre no modo linear e o circuito de porta oscile. Por sua vez, como já observado, o resultado do uso de R G muito pequeno é um aumento nos picos de tensão durante a comutação e um aumento no nível de EMI.

O projetista deve estar ciente de que a otimização do acionamento do portão não pode compensar Consequências negativas, causado por um projeto malsucedido do barramento CC, que não fornece um valor baixo da indutância distribuída LS . Neste caso, o nível das sobretensões de comutação pode ser perigoso mesmo em modos nominais de operação, portanto, minimizar o valor de L S é o primeiro e tarefa principal desenvolvimento do link DC. Somente se esse problema for resolvido, pode-se pensar em otimizar o R ​​G e a conveniência de usar o modo de desligamento suave do SSD.

Publicado em 15/05/2014

O projeto de uma seção de potência geralmente começa com a seleção das chaves. Os MOSFETs são os mais indicados para isso. A escolha dos transistores de potência é feita com base nos dados da corrente e tensão máximas possíveis da rede de alimentação do motor.

Seleção de transistores de potência

Os transistores devem suportar a corrente operacional com alguma margem. Portanto, os transistores de efeito de campo são escolhidos com uma corrente operacional 1,2-2 vezes maior que a corrente máxima do motor. Nas características dos transistores de efeito de campo, vários valores de corrente para diferentes modos podem ser indicados. Às vezes indicam a corrente que o cristal pode suportar ID (Silicon Limited)(é maior) e atual, deficiente invólucro do transistor ID (pacote limitado)(é menor). Por exemplo:

Além disso, aparece a corrente para o modo pulsado ( Corrente de Drenagem Pulsada), que é muito maior (várias vezes) do que a corrente contínua máxima possível.

É necessário escolher transistores para corrente contínua e não prestar atenção aos parâmetros indicados para o modo pulsado. Ao escolher um transistor, apenas o valor DC é levado em consideração. Neste caso - 195A.

Se for impossível selecionar um transistor com a corrente operacional necessária, vários transistores são conectados em paralelo.

Neste caso, é imprescindível utilizar os resistores indicados no esquema. Sua denominação é unidades de ohms, mas graças a eles, os transistores conectados em paralelo abrem ao mesmo tempo. Se esses resistores não estiverem instalados, pode surgir uma situação em que um dos transistores abre e o restante ainda não. Nesse curto espaço de tempo, toda a energia cai em um transistor e o desativa. A determinação do valor desses resistores é discutida abaixo. Dois transistores conectados em paralelo transportam o dobro da corrente. 3 - 3 vezes mais. Mas você não deve abusar disso e construir chaves a partir de um grande número de pequenos transistores.

A escolha dos transistores de efeito de campo por tensão também é realizada com margem de pelo menos 1,3 vezes. Isso é feito para evitar a falha dos transistores devido a picos de tensão durante a comutação.

Além dos parâmetros acima, você deve perguntar sobre a temperatura operacional máxima do transistor e se ele suportará a corrente necessária nessa temperatura. Uma das características mais importantes é a resistência de um transistor aberto. Seus valores podem chegar a vários miliohms. À primeira vista - muito pouco, mas em altas correntes, quantidades significativas de calor serão liberadas sobre ele, que deverão ser removidas. A potência que vai aquecer o transistor no estado aberto é calculada pela fórmula:

P=Rds*Id^2

Onde:
Rdsé a resistência de um transistor aberto;
identificadoresé a corrente que flui através do transistor.

Pai, como um transistor irfp4468pbf pode opir 2,6 mOhm, então por uma hora a transmissão do fluxo é 195 E no novo você verá 98,865 watts de calor. No caso de um circuito em ponte trifásico, o momento de pele possui apenas duas chaves. Portanto, a mesma quantidade de calor será vista nos dois transistores abertos (98,865 W cada, 197,73 W no escuro). Ale, o fedor não funciona por toda a hora, mas em pares - em pares, então o par de chaves da pele funciona 1/3 de hora. Também é correto dizer que 197,73 W de calor serão vistos em todas as teclas, e na skin key (98,865 / 3 = 32,955 W). O próximo passo é garantir o resfriamento dos transistores.

Então, se o transistor irfp4468pbf tem uma resistência de 2,6 mOhm, então a uma corrente de 195 A, 98,865 watts de calor serão liberados sobre ele. No caso de um circuito de ponte trifásico, apenas duas chaves são abertas por vez. Ou seja, a mesma quantidade de calor será liberada em dois transistores abertos (98,865 W cada, em geral - 197,73 W). Mas eles não funcionam o tempo todo, mas alternadamente - em pares, ou seja, cada par de chaves funciona 1/3 do tempo. Portanto, é correto dizer que, em geral, 197,73 W de calor serão liberados em todas as teclas e em cada uma das teclas (98,865 / 3 = 32,955 W). O resfriamento adequado dos transistores deve ser assegurado.

Mas há um "mas"

Calculamos aproximadamente as perdas de calor que ocorrem durante o período em que as chaves estão totalmente abertas. No entanto, não se deve esquecer que fenômenos como processos transitórios são inerentes às chaves. É no momento do chaveamento, quando a resistência da chave passa de quase zero a quase infinito e vice-versa, que ocorre a maior geração de calor, muito maior do que as perdas que ocorrem com chaves abertas.

Observe que podemos carregar 0,55 ohms. A voltagem do fio energizado é de 100V. Quando as chaves estão cheias, tomamos um strum 100 / 0,55 = 181 A. O transistor fecha e no momento atual opir syagaє 1 Ohm. Durante toda a hora, após um novo fluxo, o strum é 100 / (1 + 0,55) \u003d 64,5A Você se lembra da fórmula para a qual a tensão térmica é calculada? Para sair, que já é curto, gaste uma hora de calor nos transistores (1 + 0,55) * (64,5 ^ 2) \u003d 6448 watts. O que é significativamente mais baixo quando a chave está aberta. Se o opir do transistor crescer até 100 ohms, o consumo será de 99,45 watts. Se o opir do transistor crescer até 1 KΩ, serão gastos 9,98 watts. Se o opir do transistor crescer até 10 KΩ, ele consumirá 0,99 watts.

Imagine que temos uma carga de 0,55 ohms. Tensão de alimentação 100V. Com as chaves totalmente abertas, obtemos uma corrente de 100 / 0,55 = 181 A. O transistor fecha e em algum momento sua resistência atinge 1 ohm. Neste momento, uma corrente 100 / (1 + 0,55) = 64,5A flui através dele. Lembre-se da fórmula que calcula Poder Térmico? Acontece que neste momento muito curto, a perda de calor no transistor é (1 + 0,55) * (64,5 ^ 2) = 6448 watts. O que é muito mais do que com a chave pública. Quando a resistência do transistor aumentar para 100 ohms, a perda será de 99,45 watts. Quando a resistência do transistor aumentar para 1 kΩ, a perda será de 9,98 watts. Quando a resistência do transistor aumentar para 10 kΩ, a perda será de 0,99 watts.

Se você criar um sistema de resfriamento muito poderoso, o transistor gerará mais calor do que pode remover fisicamente de si mesmo (consulte: Dissipação Máxima de Potência), vai queimar.

Portanto, não é difícil entender que quanto mais rápido as teclas forem trocadas, menor será a perda de calor e menor será a temperatura das teclas.

A velocidade de comutação das chaves é afetada por: a capacitância da porta do transistor de efeito de campo, o valor do resistor no circuito da porta, a potência do acionador da chave. De escolha certa desses elementos depende da eficiência com que as teclas funcionarão.

Às vezes, as pessoas acreditam que você pode aumentar a potência do regulador apenas trocando as chaves por outras mais potentes. Isso não é inteiramente verdade. Os transistores mais potentes têm uma capacitância de porta maior e isso aumenta o tempo de abertura do transistor, o que afeta seu regime de temperatura. Isso raramente acontece, mas já tive um caso em que a simples substituição de transistores por outros mais potentes aumentou sua temperatura devido ao aumento do tempo de comutação. Portanto, transistores mais potentes requerem drivers mais potentes.

Drivers chave MOSFET

O que é um driver-chave e por que ele é necessário? Por que os drivers são necessários? Você pode ativar os transistores de efeito de campo conforme mostrado no diagrama:

Sim, neste caso, os transistores bipolares atuam como drivers. Isso também é permitido. Existem também circuitos em que os transistores com canal P são usados ​​como interruptores superiores e os transistores com canal N são usados ​​como interruptores inferiores. Ou seja, são utilizados dois tipos de transistores, o que nem sempre é conveniente. Além disso, transistores de canal P de alta potência são quase impossíveis de encontrar. Normalmente, o uso dessa combinação de transistores com canais diferentes é usado em controladores de baixa potência para simplificar o circuito.

É muito mais conveniente usar transistores do mesmo tipo, geralmente apenas os de canal N, mas isso requer o cumprimento de alguns requisitos para controlar os transistores da ponte superior. A tensão na porta dos transistores deve ser aplicada em relação às suas fontes (Source). No caso da chave inferior, não há dúvidas, sua vez (Fonte) está conectada ao terra e podemos aplicar tensão com segurança na porta do transistor inferior em relação ao terra. No caso do transistor superior, as coisas são um pouco mais complicadas, pois a tensão em sua fonte (Source) muda em relação ao terra.

Vou explicar. Imagine que o transistor superior está aberto, a corrente flui através dele. Nesse estado, uma tensão suficientemente pequena cai no transistor e podemos dizer que a tensão na fonte do transistor superior é quase igual à tensão de alimentação do motor. A propósito, para manter o transistor superior aberto, você precisa aplicar tensão em sua porta, a tensão em sua fonte (Source) é maior, ou seja, a tensão de alimentação do motor é maior.

Se o transistor superior estiver fechado e o transistor inferior estiver aberto, a tensão na fonte (Source) do transistor superior atinge quase zero.

O driver da tecla superior fornece a tensão necessária para a porta do transistor de efeito de campo em relação às suas fontes (Source), e garante a geração de uma tensão maior que a tensão de alimentação do motor para acionar o transistor. Isso e muito mais é o que os principais drivers MOSFET fazem.

Seleção e variedade de pilotos

A variedade de drivers é bastante grande. Estamos interessados ​​em drivers que possuem duas entradas para as teclas superior e inferior (drivers de tecla superior e inferior). Por exemplo: IR2101, IR2010, IR2106, IR21064, IR2181, IR2110, IR2113 etc. É necessário prestar atenção ao parâmetro vgs seus transistores. A maioria dos drivers são projetados para Vg=20V. Se vgs transistores são menores que a tensão de saída dos drivers, por exemplo vgs transistor = 5V, então os drivers com uma tensão de saída de 20V desabilitarão esses transistores.

A maioria dos drivers é alimentada por 10-20V e suporta sinais de entrada de vários níveis -3,3V, 5V, 15V.

Existem drivers para circuitos de ponte trifásica, por exemplo:
IR3230, IRS2334, IRS2334, IR21363, IR21364, IR21365, IR21368, IRS2336, IRS23364D, IRS2336D, IRS26310DJ, IR2130, IR2131, IR2132, IR2133, IR2135, IR2136, IRS23 30, IRS2330D, IRS2332, IRS2332D, IR2233, IR2235, IR2238Q, IRS26302DJ .
Esses principais impulsionadores podem se tornar os mais opção adequada. Além disso, alguns drivers trifásicos possuem um recurso adicional para garantir que as chaves sejam protegidas de muita corrente, etc. Uma série bastante interessante de drivers IRS233x(D). Ele fornece uma ampla gama de proteções, incluindo proteção contra surto negativo, proteção contra curto-circuito, proteção contra sobrecarga, proteção contra subtensão do barramento, proteção contra subtensão da tensão de alimentação e proteção cruzada.

Um dos indicadores mais importantes dos drivers é a corrente máxima de saída. Tipicamente 200mA a 4000mA. Pode parecer que 4 amperes é demais. Mas tudo é decidido pela calculadora. Como observado acima, a velocidade de troca de teclas é uma coisa muito importante. Como motorista mais poderoso, menos tempo é gasto na troca de chaves. Você pode calcular aproximadamente o tempo de troca de chave usando a fórmula:

ton = Qg*(Rh+R+Rg)/U

Onde:
Qg- carga total da porta do transistor de efeito de campo;
RHé a resistência interna do driver. Calculado como U/Imax, onde U é a tensão de alimentação do driver, Imax é a corrente de saída máxima. Observe que a corrente de saída máxima pode ser diferente para os transistores superior e inferior;
Ré a resistência do resistor no circuito de porta;
Rgé a resistência interna da porta do transistor;
você– tensão de alimentação do driver.

Por exemplo, se usarmos um transistor irfp4468pbf e motorista IR2101 com uma corrente máxima de 200mA. E no circuito do portão, o resistor é de 20 ohms, então o tempo de comutação do transistor:

540*(12/0,2 + 20 + 0,8)/12 = 3636 nC

Substituindo o driver por IR2010, com uma corrente máxima de 3A e um resistor no circuito do portão de 2 ohms, obtemos o seguinte tempo de comutação:

540*(12/3+2+0,8)/12 = 306 nS

Ou seja, com o novo driver, o tempo de troca foi reduzido em mais de 10 vezes. Portanto, as perdas térmicas nos transistores diminuirão significativamente.

Cálculo de resistores no circuito de porta

Eu mesmo elaborei a seguinte regra: a resistência do resistor no circuito de porta do transistor de efeito de campo não deve ser menor que a resistência interna do driver, dividida por 3 Por exemplo, o driver IR2101 alimentado por uma tensão de 12V, a corrente máxima é de 0,25A. Sua resistência interna: 12V / 0,25 = 48 ohms. Neste caso, o resistor no circuito de porta do transistor de efeito de campo deve ser maior que 48/3 = 16 ohms. Se o tempo de comutação dos transistores com os resistores selecionados não for satisfatório, um driver mais potente deve ser selecionado.

Não posso chamar essa técnica de ideal, mas já foi testada na prática. Se alguém puder lançar alguma luz sobre isso, eu ficaria grato.

Às vezes, um diodo com ou sem resistor é adicionado ao circuito de porta de um transistor.

Como em muitos casos os transistores de potência operam com uma carga indutiva, diodos de proteção devem ser usados. Se eles não estiverem lá, quando o transistor for desligado devido a transientes nas indutâncias (enrolamentos do motor), ocorrerá uma sobretensão, que em muitos casos rompe o transistor e o desativa.

Muitos transistores de potência já possuem diodos de proteção internos e não há necessidade de usar diodos externos. Mas não se esqueça de verificar isso na documentação do transistor.

tempo morto

A alteração do estado dos interruptores de energia no controlador de um motor brushless trifásico é realizada na seguinte sequência:

• desligue a chave que precisa ser desligada;
• esperamos algum tempo (Dead-Time) até que o transistor feche (calculamos o tempo de comutação aproximado do transistor anteriormente) e os transientes associados à comutação terminarão;
• ligue a chave que precisa ser ligada.

Todos os drivers de alta e baixa chave têm um atraso entre os sinais de saída para evitar que ambos os transistores abram ao mesmo tempo (consulte:). Mas esse atraso é muito curto. Alguns drivers de chave para cima e para baixo têm um real tempo morto. Mas, no nosso caso, isso não ajudará em nada, porque se nos lembrarmos de como as teclas são trocadas (consulte :), veremos que nunca há uma situação em que as teclas de um ombro mudam de estado. Então gerencie tempo morto deve microcontrolador. Uma exceção só pode ser quando você usa um driver trifásico especial que controla todas as seis teclas e tem um real tempo morto.

Sensores atuais

Tradicionalmente, um shunt é usado como um sensor de corrente. Conhecendo sua resistência, meça a tensão e calcule a corrente. Mas para sistemas poderosos, o uso de um shunt nem sempre é tecnicamente justificado devido a grandes perdas de calor nele. Os sensores de corrente de efeito Hall têm resistência virtualmente zero, portanto não esquentam. Além disso, via de regra, a fonte de alimentação e o nível do sinal de saída desses sensores estão na faixa de 5V, o que é muito conveniente para a implementação de um regulador em microcontroladores. Atualmente, os sensores atuais da empresa são bastante populares. Allegro MicroSystems, por exemplo série ACS71X, ACS75X.

Além da medição usual do nível de corrente pelo microcontrolador, é razoável criar um circuito de proteção de hardware contra a ultrapassagem do nível crítico de corrente. O microcontrolador leva algum tempo para medir o nível atual. Além disso, a corrente é medida periodicamente após algum tempo. Esses atrasos, bem como possíveis erros de software, podem criar uma situação em que uma corrente crítica tenha tempo de desativar o dispositivo antes mesmo de chegar a hora da próxima medição. O circuito deve desligar os interruptores de energia quando a corrente exceder um valor crítico, independentemente da operação do microcontrolador. Para implementar tal circuito, geralmente é usado um comparador, cuja entrada é alimentada por um sinal de um sensor de corrente e um sinal de referência. Quando a corrente permitida é excedida, o comparador é acionado. A saída do comparador é usada como sinal discreto em circuitos lógicos, desliga as chaves em caso de emergência. Esta implementação tem o menor atraso.