O circuito baseado no transistor T9 e os estágios seguintes são responsáveis ​​por ligar a fonte de alimentação ATX. No momento em que a fonte de alimentação é conectada à rede, uma tensão de 5V é fornecida à base do transistor através do resistor limitador de corrente R58 da saída da fonte de alimentação standby, no momento em que o fio PS-ON é fechado ao terra, o circuito inicia o controlador PWM TL494. Neste caso, a falha da fonte de alimentação standby acarretará na incerteza do funcionamento do circuito de inicialização da fonte de alimentação e na provável falha de ligação, conforme já mencionado.

Ontem chegou-se ao estudo prático deste, o mais comum até recentemente, (no momento, as tecnologias foram mais longe) controlador PWM. Acumulei cerca de 30 blocos defeituosos. Não sei o que é primário, colecionei para aprender a consertar, ou sonhei em aprender a consertar, por isso colecionei =))) Comprei um osciloscópio de brinquedo miniDSO DS203 (há vários anos), em primeiro lugar, para efeitos de estudos práticos de fontes de impulso. Aí brinquei com ele e abandonei a ideia de consertar fontes de alimentação. Não tive experiência e moral suficientes para entender o dispositivo do microcircuito.
Até agora, só consegui reparar blocos com pequenas avarias.
Existem descrições mais do que suficientes do funcionamento do microcircuito na Internet, já li, por exemplo, este artigo antes, mas não entendi nada de cara.
Chip de controle TL494
E então me deparei com um vídeo de como o cara pegou e consertou o bloco com facilidade.
Link para o momento em que ele verifica o funcionamento do chip PWM.
Reparo adequado da fonte de alimentação ATX (por TheMovieAll)
Em geral, retirei novamente um dos blocos defeituosos e comecei a repetir depois dele.
No bloco AT, o experimento foi um sucesso imediato, quando a alimentação foi fornecida por uma fonte externa, o microcircuito ligou e pude observar os oscilogramas “corretos” nas 5ª, 8ª e 11ª pernas do microcircuito. Não funcionou imediatamente com o parafuso ATX.
Depois de sofrer um pouco, tentando rodar o PWM em vários blocos ATX, pensei que não poderia ser que o PWM estivesse com defeito para todos. Então estou fazendo algo errado. Só então surgiu a ideia de um sinal PS-on. Eu coloquei em curto no chão e funcionou! Gostaria de acrescentar aqui que fechar o resistor na 4ª perna não é um método universal, depende do desenho específico da placa do bloco, muitas vezes o DTC é conectado ao Vref para que não possam ser desconectados sem cortar a pista. O cara do MovieAll teve sorte, fechou o resistor e não pousou o Vref no chão. É melhor não tocar neste resistor. Um método mais correto é seguir as instruções do conhecido site ROM.by, ponto 3. Embora o tenha lido há vários anos, a abundância de informações não me permitiu compreender e compreender. Bem, aparentemente, algumas coisas devem ser compreendidas ao longo dos anos =)))
ROM.by: ABC de um jovem reparador de fontes de alimentação. Leia e depois faça uma pergunta.
Citar:
"Verificando o chip PWM TL494 e similares (KA7500).
Sobre o resto do PWM será escrito adicionalmente.
1. Ligue o bloco na rede. Na 12ª perna deve estar cerca de 12-30V.
2. Caso contrário, verifique a sala de serviço. Se houver, verificamos a tensão na 14ª perna - deve ser + 5V (+ -5%).
3. Caso contrário, trocamos o microcircuito. Se houver, verificamos o comportamento da 4ª perna quando o PS-ON está fechado ao solo. Antes do circuito deve estar cerca de 3 ... 5 V, depois - cerca de 0.
4. Instalamos um jumper da 16ª perna (proteção contra corrente) ao solo (se não for usado já está no chão). Assim, desabilitamos temporariamente a proteção atual do MS.
5. Fechamos o PS-ON ao terra e observamos os pulsos nas 8ª e 11ª pernas do PWM e posteriormente nas bases dos transistores chave.
6. Se não houver pulsos em 8 ou 11 pernas ou se o PWM estiver esquentando, trocamos o microcircuito. É aconselhável utilizar microcircuitos de fabricantes renomados (Texas Instruments, Fairchild Semiconductor, etc.).
7. Se a imagem for bonita, o PWM e a cascata de acúmulo podem ser considerados vivos.
8. Se não houver pulsos nos transistores principais, verificamos o estágio intermediário (acúmulo) - geralmente 2 peças C945 com coletores no transe de acúmulo, dois 1N4148 e capacitâncias de 1 ... transformador e capacitor de isolamento.

Nikolai Petrushov

TL494, que tipo de "besta" é essa?

O TL494 (Texas Instruments) é provavelmente o controlador PWM mais comum, com base no qual foi criada a maior parte das fontes de alimentação de computadores e peças de alimentação de vários eletrodomésticos.
E agora esse microcircuito é bastante popular entre os rádios amadores envolvidos na construção de fontes chaveadas. O análogo doméstico deste microcircuito é M1114EU4 (KR1114EU4). Além disso, várias empresas estrangeiras produzem este microcircuito com nomes diferentes. Por exemplo IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). É tudo o mesmo chip.
A idade dela é muito mais jovem que TL431. Começou a ser produzido pela Texas Instruments no final dos anos 90 - início dos anos 2000.
Vamos tentar descobrir juntos o que é e que tipo de “besta” é? Consideraremos o chip TL494 (Texas Instruments).

Então, vamos começar examinando o que há dentro.

Composto.

Contém:
- gerador de tensão dente de serra (GPN);
- comparador de ajuste de tempo morto (DA1);
- Comparador de ajuste PWM (DA2);
- amplificador de erro 1 (DA3), utilizado principalmente para tensão;
- amplificador de erro 2 (DA4), utilizado principalmente pelo sinal limite de corrente;
- uma fonte de tensão de referência estável (ION) de 5V com saída externa 14;
- circuito de controle do estágio de saída.

Então, é claro, consideraremos todos os seus componentes e tentaremos descobrir para que serve tudo isso e como tudo funciona, mas primeiro será necessário fornecer seus parâmetros (características) de funcionamento.

Suas características limitantes são as seguintes;

Tensão de alimentação................................................ .....41V

Tensão de entrada do amplificador.................................(Vcc+0,3)V

Tensão de saída do coletor..............................41V

Corrente de saída do coletor................................................. .....250mA

Dissipação total de energia em modo contínuo....1W

A localização e finalidade dos pinos do microcircuito.

Conclusão 1

Esta é a entrada não inversora (positiva) do amplificador de erro 1.
Se a tensão de entrada for menor que a tensão no pino 2, então não haverá tensão na saída deste amplificador de erro 1 (a saída será baixa) e não terá nenhum efeito na largura (ciclo de trabalho) dos pulsos de saída.
Se a tensão neste pino for maior do que no pino 2, então aparecerá uma tensão na saída deste amplificador 1 (a saída do amplificador 1 terá alto nível) e a largura (ciclo de trabalho) dos pulsos de saída diminuirá quanto mais, maior voltagem de saída este amplificador (máximo 3,3 volts).

Conclusão 2

Esta é a entrada inversora (negativa) do amplificador de erro 1.
Se a tensão de entrada neste pino for maior que o pino 1, não haverá erro de tensão na saída do amplificador (a saída será baixa) e não terá efeito na largura (ciclo de trabalho) dos pulsos de saída.
Se a tensão neste pino for menor que no pino 1, a saída do amplificador será alta.

O amplificador de erro é um amplificador operacional convencional com ganho da ordem de = 70..95dB para tensão CC, (Ku = 1 na frequência de 350 kHz). A faixa de tensão de entrada do amplificador operacional se estende de -0,3 V até a tensão de alimentação, menos 2 V. Ou seja, a tensão máxima de entrada deve ser pelo menos dois volts menor que a tensão de alimentação.

Conclusão 3

Estas são as saídas dos amplificadores de erro 1 e 2 conectadas a esta saída através de diodos (circuito OR). Se a tensão na saída de qualquer amplificador mudar de baixa para alta, então no pino 3 ela também aumentará.
Se a tensão neste pino exceder 3,3 V, os pulsos na saída do microcircuito desaparecem (ciclo de trabalho zero).
Se a tensão neste pino estiver próxima de 0 V, a duração dos pulsos de saída (ciclo de trabalho) será máxima.

O pino 3 é normalmente usado para fornecer feedback aos amplificadores, mas se necessário, o pino 3 também pode ser usado como entrada para fornecer variação de largura de pulso.
Se a tensão nele for alta (> ~ 3,5 V), não haverá pulsos na saída do MS. A fonte de alimentação não será iniciada em nenhuma circunstância.

Conclusão 4

Ele controla a faixa de mudança do tempo “morto” (eng. Dead-Time Control), em princípio, este é o mesmo ciclo de trabalho.
Se a tensão nele estiver próxima de 0 V, a saída do microcircuito terá a largura de pulso mínima e máxima possível, que podem ser definidas respectivamente por outros sinais de entrada (amplificadores de erro, pino 3).
Se a tensão neste pino for de cerca de 1,5 V, a largura dos pulsos de saída estará na região de 50% de sua largura máxima.
Se a tensão neste pino exceder 3,3 V, não haverá pulsos na saída do MS. A fonte de alimentação não será iniciada em nenhuma circunstância.
Mas não se esqueça que com o aumento do tempo “morto”, a faixa de ajuste do PWM diminuirá.

Ao alterar a tensão no pino 4, você pode definir uma largura fixa de tempo "morto" ( Divisor RR), implemente o modo de inicialização suave na PSU (cadeia RC), forneça desligamento remoto do MS (chave) e você também pode usar esta saída como uma entrada de controle linear.

Vamos considerar (para quem não sabe) o que é o tempo “morto” e para que serve.
Quando um circuito de alimentação push-pull está operando, os pulsos são alimentados alternadamente das saídas do microcircuito para as bases (portas) dos transistores de saída. Como qualquer transistor é um elemento inercial, ele não pode fechar (abrir) instantaneamente quando um sinal é removido (aplicado) da base (porta) do transistor de saída. E se pulsos forem aplicados aos transistores de saída sem tempo "morto" (ou seja, um pulso é removido de um e aplicado imediatamente ao segundo), pode chegar um momento em que um transistor não tenha tempo de fechar, e o segundo tenha já aberto. Então, toda a corrente (chamada de corrente direta) fluirá através de ambos os transistores abertos, contornando a carga (enrolamento do transformador) e, como não será limitada por nada, os transistores de saída falharão instantaneamente.
Para evitar que isso aconteça, é necessário após o término de um pulso e antes do início do próximo - ter passado algum tempo, suficiente para o fechamento confiável do transistor de saída, de cuja entrada foi retirado o sinal de controle.
Este tempo é chamado de tempo “morto”.

Sim, mesmo olhando a figura com a composição do microcircuito, vemos que o pino 4 está conectado à entrada do comparador de ajuste de tempo morto (DA1) através de uma fonte de tensão de 0,1-0,12 V. Por que isso é feito?
Isso é feito apenas para que a largura máxima (duty cycle) dos pulsos de saída nunca seja igual a 100%, para garantir a operação segura dos transistores de saída (saída).
Ou seja, se você “colocar” o pino 4 em um fio comum, então na entrada do comparador DA1 ainda não haverá tensão zero, mas haverá uma tensão apenas deste valor (0,1-0,12 V) e pulsos de o gerador de tensão dente de serra (GPN) aparecerá na saída do microcircuito somente quando sua amplitude no pino 5 exceder esta tensão. Ou seja, o microcircuito tem um limite de ciclo de trabalho máximo fixo dos pulsos de saída, que não excederá 95-96% para operação de ciclo único do estágio de saída e 47,5-48% para operação de dois ciclos do estágio de saída. estágio.

Conclusão 5

Esta é a saída do GPN, é projetada para conectar a ela um capacitor de ajuste de tempo Ct, cuja segunda extremidade é conectada a um fio comum. Sua capacitância é geralmente selecionada de 0,01 μF a 0,1 μF, dependendo da frequência de saída dos pulsos FPG do controlador PWM. Como regra, capacitores de alta qualidade são usados ​​aqui.
A frequência de saída do GPN pode ser controlada apenas neste pino. A faixa de tensão de saída do gerador (amplitude dos pulsos de saída) está em algum lugar em torno de 3 volts.

Conclusão 6

É também a saída do GPN, projetada para conectar a ele um resistor de ajuste de tempo Rt, cuja segunda extremidade é conectada a um fio comum.
Os valores de Rt e Ct determinam a frequência de saída do GPN e são calculados pela fórmula para operação de ciclo único;

Para um modo de operação de dois tempos, a fórmula tem próxima visualização;

Para controladores PWM de outras empresas, a frequência é calculada usando a mesma fórmula, exceto que o número 1 precisará ser alterado para 1,1.

Conclusão 7

Ele se conecta ao fio comum do circuito do dispositivo no controlador PWM.

Conclusão 8

O microcircuito possui um estágio de saída com dois transistores de saída, que são suas chaves de saída. Os terminais coletor e emissor desses transistores são livres e, portanto, dependendo da necessidade, esses transistores podem ser incluídos no circuito para funcionar tanto com emissor comum quanto com coletor comum.
Dependendo da tensão no pino 13, este estágio de saída pode operar tanto em operação push-pull quanto em ciclo único. Na operação de ciclo único, esses transistores podem ser conectados em paralelo para aumentar a corrente de carga, o que normalmente é feito.
Portanto, o pino 8 é o pino coletor do transistor 1.

Conclusão 9

Este é o terminal emissor do transistor 1.

Conclusão 10

Este é o terminal emissor do transistor 2.

Conclusão 11

Este é o coletor do transistor 2.

Conclusão 12

O “mais” da fonte de alimentação TL494CN está conectado a este pino.

Conclusão 13

Esta é a saída para selecionar o modo de operação do estágio de saída. Se este pino estiver conectado ao terra, o estágio de saída operará no modo single-ended. Os sinais de saída nas saídas das chaves do transistor serão os mesmos.
Se você aplicar uma tensão de +5 V a este pino (conectar os pinos 13 e 14 entre si), as teclas de saída funcionarão no modo push-pull. Os sinais de saída nos terminais das chaves do transistor estarão fora de fase e a frequência dos pulsos de saída será a metade.

Conclusão 14

Esta é a saída do estável E fonte SOBRE pornô H tensão (ION), com tensão de saída de +5 V e corrente de saída de até 10 mA, que pode ser usada como referência para comparação em amplificadores de erro, e para outros fins.

Conclusão 15

Funciona exatamente como o pino 2. Se um segundo amplificador de erro não for usado, o pino 15 é simplesmente conectado ao pino 14 (+5V de referência).

Conclusão 16

Funciona da mesma forma que o pino 1. Se o segundo amplificador de erro não for usado, ele geralmente será conectado ao fio comum (pino 7).
Com o pino 15 conectado a +5V e o pino 16 conectado ao terra, não há tensão de saída do segundo amplificador, portanto não tem efeito na operação do chip.

O princípio de funcionamento do microcircuito.

Então, como funciona o controlador PWM TL494.
Acima, examinamos detalhadamente a finalidade dos pinos deste microcircuito e a função que eles desempenham.
Se tudo isso for analisado cuidadosamente, fica claro como esse chip funciona. Mas descreverei mais uma vez brevemente o princípio de seu funcionamento.

Quando o microcircuito é normalmente ligado e a energia é fornecida a ele (menos ao pino 7, mais ao pino 12), o GPN começa a gerar pulsos dente de serra com amplitude de cerca de 3 volts, cuja frequência depende de C e R conectado aos pinos 5 e 6 do microcircuito.
Se o valor dos sinais de controle (nos pinos 3 e 4) for inferior a 3 volts, então aparecem pulsos retangulares nas teclas de saída do microcircuito, cuja largura (ciclo de trabalho) depende do valor dos sinais de controle nos pinos 3 e 4.
Ou seja, o microcircuito compara a tensão positiva em dente de serra do capacitor Ct (C1) com qualquer um dos dois sinais de controle.
Os circuitos lógicos de controle dos transistores de saída VT1 e VT2 os abrem somente quando a tensão dos pulsos dente de serra é superior aos sinais de controle. E quanto maior essa diferença, maior será o pulso de saída (maior ciclo de trabalho).
A tensão de controle no pino 3, por sua vez, depende dos sinais nas entradas dos amplificadores operacionais (amplificadores de erro), que por sua vez podem controlar a tensão de saída e a corrente de saída da PSU.

Assim, um aumento ou diminuição no valor de qualquer sinal de controle provoca, respectivamente, uma diminuição ou aumento linear na largura dos pulsos de tensão nas saídas do microcircuito.
Como sinais de controle, conforme mencionado acima, podem ser utilizadas a tensão do pino 4 (controle de tempo morto), as entradas dos amplificadores de erro ou a entrada do sinal de feedback diretamente do pino 3.

Teoria, como dizem, é teoria, mas será muito melhor ver e “sentir” tudo isso na prática, então vamos montar o seguinte esquema na protoboard e ver em primeira mão como tudo funciona.

O mais simples e via rápida- Coloque tudo junto em uma tábua de pão. Sim, instalei o chip KA7500. Coloquei a saída “13” do microcircuito em um fio comum, ou seja, nossas chaves de saída funcionarão em modo de ciclo único (os sinais nos transistores serão os mesmos), e a taxa de repetição dos pulsos de saída corresponderá à frequência da tensão dente de serra do GPN.

Conectei o osciloscópio aos seguintes pontos de teste:
- O primeiro feixe para o pino “4”, para controlar a tensão DC neste pino. Localizado no centro da tela na linha zero. Sensibilidade - 1 volt por divisão;
- O segundo feixe para a saída “5”, para controlar a tensão dente de serra do GPN. Também está localizado na linha zero (ambos os feixes são combinados) no centro do osciloscópio e com a mesma sensibilidade;
- O terceiro feixe para a saída do microcircuito na saída “9”, para controlar os pulsos na saída do microcircuito. A sensibilidade do feixe é de 5 volts por divisão (0,5 volts, mais um divisor de 10). Localizado na parte inferior da tela do osciloscópio.

Esqueci de dizer que as chaves de saída do microcircuito estão conectadas a um coletor comum. Em outras palavras, de acordo com o esquema seguidor de emissor. Por que um repetidor? Porque o sinal no emissor do transistor repete exatamente o sinal base, para que possamos ver tudo com clareza.
Se você remover o sinal do coletor do transistor, ele será invertido (invertido) em relação ao sinal base.
Fornecemos energia ao microcircuito e vemos o que temos nas saídas.

Na quarta perna temos zero (o controle deslizante do trimmer está na posição mais baixa), o primeiro feixe está na linha zero no centro da tela. Amplificadores de erro também não funcionam.
Na quinta perna, vemos a tensão dente de serra do GPN (segundo feixe), com amplitude de pouco mais de 3 volts.
Na saída do microcircuito (pino 9), vemos pulsos retangulares com amplitude de cerca de 15 volts e largura máxima (96%). Os pontos na parte inferior da tela são apenas um limite fixo do ciclo de trabalho. Para torná-lo melhor visível, ligue o trecho no osciloscópio.

Bem, agora você pode ver melhor. Este é exatamente o momento em que a amplitude do pulso cai para zero e o transistor de saída é fechado por esse curto período. Nível zero para este feixe na parte inferior da tela.
Bem, vamos adicionar tensão ao pino 4 e ver o que obtemos.

No pino “4” com resistor trimmer, ajustei uma tensão constante de 1 volt, o primeiro feixe subiu uma divisão (uma linha reta na tela do osciloscópio). O que vemos? O tempo morto aumentou (o ciclo de trabalho diminuiu), é uma linha pontilhada na parte inferior da tela. Ou seja, o transistor de saída é fechado por um tempo durante cerca de metade da duração do próprio pulso.
Vamos adicionar mais um volt com um resistor de sintonia ao pino “4” do microcircuito.

Vemos que o primeiro feixe subiu mais uma divisão, a duração dos pulsos de saída tornou-se ainda mais curta (1/3 da duração de todo o pulso) e tempo morto(tempo de fechamento do transistor de saída) aumentou para dois terços. Ou seja, vê-se claramente que a lógica do microcircuito compara o nível do sinal GPN com o nível do sinal de controle, e passa para a saída apenas aquele sinal GPN, cujo nível é superior ao sinal de controle.

Para deixar ainda mais claro, a duração (largura) dos pulsos de saída do microcircuito será igual à duração (largura) dos pulsos de saída da tensão dente de serra que estão acima do nível do sinal de controle (acima de uma linha reta no tela do osciloscópio).

Vá em frente, adicione outro volt ao pino “4” do microcircuito. O que vemos? Na saída do microcircuito, pulsos muito curtos têm aproximadamente a mesma largura daqueles que se projetam acima da linha reta do topo da tensão dente de serra. Ligue o trecho no osciloscópio para que o pulso possa ser melhor visualizado.

Aqui vemos um pulso curto, durante o qual o transistor de saída estará aberto e o resto do tempo (a linha inferior da tela) estará fechado.
Bem, vamos tentar aumentar ainda mais a tensão no pino "4". Definimos a tensão na saída com um resistor trimmer acima do nível da tensão dente de serra do GPN.

Bom, é isso, a PSU vai parar de funcionar para nós, já que a saída está completamente “calma”. Não há pulsos de saída, pois no pino de controle “4” temos um nível de tensão constante superior a 3,3 volts.
Absolutamente a mesma coisa acontecerá se você aplicar um sinal de controle ao pino "3" ou a algum tipo de amplificador de erro. Se você estiver interessado, você pode conferir por si mesmo. Além disso, se os sinais de controle estiverem em todas as saídas de controle ao mesmo tempo, controlando o microcircuito (prevalecer), haverá um sinal dessa saída de controle, cuja amplitude é maior.

Pois bem, vamos tentar desconectar a saída “13” do fio comum e conectá-la à saída “14”, ou seja, mudar o modo de operação das teclas de saída de ciclo único para ciclo duplo. Vamos ver o que podemos fazer.

Com um trimmer, trazemos novamente a tensão no pino "4" para zero. Ligamos a energia. O que vemos?
Na saída do microcircuito também existem pulsos retangulares de duração máxima, mas sua taxa de repetição passou a ser metade da frequência dos pulsos dente de serra.
Os mesmos pulsos estarão no segundo transistor chave do microcircuito (pino 10), com a única diferença de que eles serão deslocados no tempo em relação a estes em 180 graus.
Há também um limite máximo de ciclo de trabalho (2%). Agora não está visível, você precisa conectar o 4º feixe do osciloscópio e combinar os dois sinais de saída. A quarta sonda não está disponível, então não a fiz. Quem quiser, confira você mesmo para ter certeza disso.

Neste modo, o microcircuito funciona exatamente da mesma forma que no modo de ciclo único, com a única diferença de que a duração máxima dos pulsos de saída aqui não excederá 48% da duração total dos pulsos.
Portanto, não consideraremos esse modo por muito tempo, mas apenas veremos que tipo de pulsos teremos com uma tensão no pino “4” de dois volts.

Aumentamos a tensão com um resistor de sintonia. A largura dos pulsos de saída diminuiu para 1/6 da duração total do pulso, ou seja, também exatamente o dobro do modo de operação de ciclo único das chaves de saída (1/3 vezes).
Na saída do segundo transistor (pino 10) haverá os mesmos pulsos, apenas deslocados no tempo em 180 graus.
Bem, em princípio, analisamos o funcionamento do controlador PWM.

Mais sobre a conclusão "4". Conforme mencionado anteriormente, este pino pode ser usado para iniciar “suavemente” a fonte de alimentação. Como organizar isso?
Muito simples. Para fazer isso, conecte a cadeia RC "4" à saída. Aqui está um exemplo de um fragmento de diagrama:

Como funciona a "partida suave" aqui? Vejamos o diagrama. O capacitor C1 está conectado ao ION (+5 volts) através do resistor R5.
Quando a energia é aplicada ao microcircuito (pino 12), +5 volts aparecem no pino 14. O capacitor C1 começa a carregar. A corrente de carga do capacitor flui pelo resistor R5, no momento de ligá-lo é máxima (o capacitor está descarregado) e ocorre uma queda de tensão de 5 volts no resistor, que é aplicado na saída “4”. Esta tensão, como já descobrimos por experiência, proíbe a passagem de pulsos para a saída do microcircuito.
À medida que o capacitor é carregado, a corrente de carga diminui e a queda de tensão no resistor diminui correspondentemente. A tensão no pino “4” também diminui e pulsos começam a aparecer na saída do microcircuito, cuja duração aumenta gradativamente (à medida que o capacitor carrega). Quando o capacitor está totalmente carregado, a corrente de carga para, a tensão no pino “4” fica próxima de zero e o pino “4” não afeta mais a duração dos pulsos de saída. A fonte de alimentação entra em seu modo de operação.
Naturalmente, você adivinhou que o tempo de início da PSU (sua saída para o modo de operação) dependerá do valor do resistor e do capacitor, e selecionando-os será possível regular esse tempo.

Bem, isso é brevemente toda a teoria e prática, e não há nada particularmente complicado aqui, e se você entende e entende o funcionamento deste PWM, então não será difícil para você entender e compreender o trabalho de outros PWMs.

Desejo a todos boa sorte.

PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO TL494
NO EXEMPLO DE CONVERSORES DE TENSÃO AUTOMÓVEIS

Na verdade, o TL494 já é um microcircuito lendário para comutação de fontes de alimentação. Alguns podem, é claro, objetar que já existem controladores PWM mais novos e avançados, e qual é o sentido de mexer com esse lixo. Pessoalmente, só posso dizer uma coisa sobre isso - Leo Tolstoy escreveu em geral à mão e como escreveu! Mas a presença do Word dois mil e décimo terceiro em seu computador não estimulou ninguém a escrever pelo menos uma história normal. Bem, tudo bem, quem tem interesse em procurar mais, quem não tem - tudo de bom!
Quero fazer uma reserva imediatamente - falaremos sobre o TL494 fabricado pela Texas Instruments. O fato é que este controlador possui um grande número de análogos produzidos por diferentes fábricas e, embora seu diagrama de blocos seja MUITO semelhante, eles ainda não são exatamente os mesmos microcircuitos - mesmo amplificadores de erro em microcircuitos diferentes possuem coeficientes de ganho diferentes com a mesma tubulação passiva . Portanto, após a substituição, SEMPRE verifique novamente os parâmetros da fonte de alimentação que está sendo reparada - eu pessoalmente pisei neste ancinho.
Bem, era um ditado, e aqui começa o conto de fadas. Aqui está um diagrama de blocos do TL494 apenas da Texas Instruments. Se você olhar de perto, não há tantos recheios nele, no entanto, foi essa combinação de unidades funcionais que permitiu que este controlador ganhasse imensa popularidade por um centavo.

Os microcircuitos são produzidos tanto em pacotes DIP convencionais quanto em pacotes planares para montagem em superfície. A pinagem é a mesma em ambos os casos. Pessoalmente, devido à minha cegueira, prefiro trabalhar à moda antiga - resistores comuns, pacotes DIP e assim por diante.

Fornecemos tensão para a sétima e décima segunda saídas, para a sétima MENOS, bem, ou COMUM, para a décima segunda MAIS. A faixa de tensão de alimentação é bastante ampla - de cinco a quarenta volts. Para maior clareza, o microcircuito está vinculado a elementos passivos que definem seus modos de operação. Bem, o que se destina a isso ficará claro quando o microcircuito for lançado. Sim, sim, exatamente o começo, já que o microcircuito não começa a funcionar imediatamente quando a energia é aplicada. Bem, primeiro as primeiras coisas.
Então, quando a alimentação estiver conectada, é claro, a tensão não aparecerá instantaneamente na décima segunda saída do TL494 - levará algum tempo para carregar os capacitores do filtro de potência, e a alimentação de uma fonte de alimentação real, é claro , não é infinito. Sim, este processo é bastante passageiro, mas ainda existe - a tensão de alimentação aumenta de zero ao valor nominal durante um determinado período de tempo. Digamos que temos uma tensão nominal de alimentação de 15 volts e a aplicamos na placa controladora.
A tensão na saída do estabilizador DA6 será quase igual à tensão de alimentação de todo o microcircuito até que a fonte de alimentação principal atinja a tensão de estabilização. Enquanto estiver abaixo de 3,5 volts, a saída do comparador DA7 estará em nível lógico um, pois este comparador monitora o valor da tensão de alimentação de referência interna. Esta unidade lógica é alimentada ao elemento lógico OR DD1. O princípio de funcionamento do elemento lógico OR é que se pelo menos uma de suas entradas tiver uma unidade lógica, a saída será uma, ou seja, se a unidade estiver na primeira entrada OU na segunda, OU na terceira OU na quarta, então a saída de DD1 será uma e o que acontecerá nas outras entradas não importa. Assim, se a tensão de alimentação estiver abaixo de 3,5 volts, o DA7 bloqueia ainda mais a passagem do sinal de clock e nada acontece nas saídas do microcircuito - não há pulsos de controle.

Porém, assim que a tensão de alimentação ultrapassa 3,5 volts, a tensão na entrada inversora torna-se maior do que na entrada não inversora e o comparador altera sua tensão de saída para um zero lógico, removendo assim o primeiro estágio de bloqueio.
O segundo estágio de bloqueio é controlado pelo comparador DA5, que monitora a tensão de alimentação, ou seja, o seu valor de 5 volts, uma vez que o estabilizador interno DA6 não pode produzir uma tensão superior à de sua entrada. Assim que a tensão de alimentação ultrapassar 5 volts, ela se tornará maior na entrada inversora DA5, pois na entrada não inversora é limitada pela tensão de estabilização do diodo zener VDvn5. A tensão na saída do comparador DA5 se tornará igual ao zero lógico e chegando à entrada DD1, o segundo estágio de bloqueio é removido.
A tensão de referência interna de 5 volts também é usada dentro do microcircuito e sai dele através do pino 14. Uso interno garante o funcionamento estável dos comparadores internos DA3 e DA4, pois esses comparadores formam pulsos de controle baseados na magnitude da tensão dente de serra gerada pelo gerador G1.
É melhor em ordem. O microcircuito possui um gerador de serra, cuja frequência depende do capacitor de temporização C3 e do resistor R13. Além disso, R13 não aceita participação direta na formação da serra, mas serve como elemento regulador do gerador de corrente, que carrega o capacitor C3. Assim, ao reduzir o valor de R13, a corrente de carga aumenta, o capacitor carrega mais rápido e, consequentemente, a frequência do clock aumenta, e a amplitude da serra formada é preservada.

Em seguida, a serra entra na entrada inversora do comparador DA3. Na entrada não inversora existe uma tensão de referência de 0,12 volts. Isso corresponde apenas a cinco por cento de toda a duração do pulso. Em outras palavras, independentemente da frequência, uma unidade lógica aparece na saída do comparador DA3 por exatamente cinco por cento da duração de todo o pulso de controle, bloqueando assim o elemento DD1 e proporcionando um tempo de pausa entre a comutação dos transistores do estágio de saída do microcircuito. Isso não é muito conveniente - se a frequência mudar durante a operação, então o tempo de pausa deve ser levado em consideração para a frequência máxima, pois apenas o tempo de pausa será mínimo. Porém, este problema é resolvido com bastante facilidade, se o valor da tensão de referência de 0,12 volts for aumentado, a duração das pausas aumentará proporcionalmente. Isso pode ser feito montando um divisor de tensão entre resistores ou usando um diodo com baixa queda de tensão na junção.

A serra do gerador também entra no comparador DA4, que compara seu valor com a tensão gerada pelos amplificadores de erro em DA1 e DA2. Se a tensão do amplificador de erro estiver abaixo da amplitude da tensão dente de serra, então os pulsos de controle passam inalterados para o modelador, mas se houver uma tensão nas saídas dos amplificadores de erro e for maior que o valor mínimo e menor que a tensão dente de serra máxima, então quando a tensão dente de serra atinge o nível de tensão do comparador de erro do amplificador DA4 gera um nível de unidade lógica e desliga o pulso de controle indo para DD1.

Após DD1, existe um inversor DD2, que forma as frentes para o D-flip-flop DD3 operando na frente. O gatilho, por sua vez, divide o sinal de clock em dois e habilita alternadamente a operação dos elementos AND. A essência da operação dos elementos AND é que uma unidade lógica aparece na saída do elemento somente se houver uma unidade lógica em sua única entrada E as demais entradas também apresentarão unidade lógica. A segunda conclusão destas elementos lógicos E eles são interligados e levados ao décimo terceiro pino, que pode ser utilizado para habilitar externamente o funcionamento do microcircuito.
Após DD4, DD5 existe um par de elementos OR-NOT. Este é um elemento OR familiar, apenas sua tensão de saída é invertida, ou seja, Não é verdade. Em outras palavras, se pelo menos uma das entradas do elemento possui uma unidade lógica, então sua saída NÃO será uma, ou seja, zero. E para que uma unidade lógica apareça na saída de um elemento, um zero lógico deve estar presente em ambas as entradas.
As segundas entradas dos elementos DD6 e DD7 são conectadas e conectadas diretamente à saída do DD1, que bloqueia os elementos enquanto uma unidade lógica estiver presente na saída do DD1.
Das saídas DD6 e DD7, os pulsos de controle entram na base dos transistores do estágio de saída do controlador PWM. Além disso, o próprio microcircuito utiliza apenas bases, enquanto os coletores e emissores são retirados do microcircuito e podem ser utilizados pelo usuário a seu critério. Por exemplo, conectando os emissores a um fio comum e conectando os enrolamentos de um transformador correspondente aos coletores, podemos controlar diretamente os transistores de potência com um microcircuito.
Se os coletores dos transistores do estágio de saída estiverem conectados à tensão de alimentação e os emissores forem carregados com resistores, obteremos pulsos de controle para controle direto das portas transistores de força, claro, não muito potente - a corrente de coletor dos transistores do estágio de saída não deve exceder 250 mA.
Também podemos usar o TL494 para controlar conversores de terminação única conectando os coletores e emissores dos transistores. Estabilizadores de comutação também podem ser construídos usando este circuito - um tempo de pausa fixo não permitirá que a indutância seja magnetizada, mas também pode ser usado como um estabilizador multicanal.
Agora algumas palavras sobre o circuito de comutação e sobre a ligação do controlador PWM TL494. Para maior clareza, vamos pegar alguns esquemas da Internet e tentar entendê-los.

ESQUEMAS DE CONVERSORES DE TENSÃO AUTOMÓVEIS
USANDO TL494

Para começar, analisaremos os conversores automotivos. Os diagramas são tirados COMO ESTÃO, por isso permitirei, além das explicações, enfatizar algumas nuances que teria feito de forma diferente.
Então esquema número 1. Um conversor de tensão automotivo com tensão de saída estabilizada, e a estabilização é realizada indiretamente - não é a tensão de saída do conversor que é controlada, mas a tensão no enrolamento adicional. É claro que as tensões de saída do transformador estão inter-relacionadas, portanto, um aumento na carga em um dos enrolamentos provoca uma queda de tensão não só nele, mas também em todos os enrolamentos que estão enrolados no mesmo núcleo. A tensão no enrolamento adicional é retificada pela ponte de diodos, passa pelo atenuador do resistor R20, é suavizada pelo capacitor C5 e através do resistor R21 chega à primeira perna do microcircuito. Nós lembramos diagrama de bloco e vemos que a primeira saída que temos é a entrada não inversora do amplificador de erro. A segunda saída é uma entrada inversora, através da qual o feedback negativo é introduzido da saída do amplificador de erro (pino 3) através do resistor R2. Normalmente, um capacitor de 10 ... 47 nano farads é colocado em paralelo com este resistor - isso diminui um pouco a velocidade de reação do amplificador de erro, mas ao mesmo tempo aumenta significativamente a estabilidade de sua operação e elimina completamente o efeito de overshoot .

Overshoot - uma reação muito forte do controlador a uma mudança na carga e à probabilidade de um processo oscilatório. Voltaremos a esse efeito quando entendermos completamente todos os processos deste circuito, então voltamos ao pino 2, que é polarizado do pino 14, que é a saída do estabilizador interno em 5 volts. Isso foi feito para um funcionamento mais correto do amplificador de erro - o amplificador possui uma tensão de alimentação unipolar e é bastante difícil trabalhar com tensões próximas de zero. Portanto, nesses casos, tensões adicionais são formadas para colocar o amplificador nos modos de operação.
Entre outras coisas, uma tensão estabilizada de 5 volts é usada para formar uma partida “suave” - através do capacitor C1, ela é alimentada na 4ª saída do microcircuito. Lembro que o tempo de pausa entre os pulsos de controle depende da tensão neste pino. Disto não é difícil concluir que enquanto o capacitor C1 estiver descarregado, o tempo de pausa será tão longo que excederá a duração dos próprios pulsos de controle. Porém, à medida que o capacitor é carregado, a tensão na quarta saída começará a diminuir, reduzindo o tempo de pausa. A duração dos pulsos de controle começará a aumentar até atingir o valor de 5%. Esta solução de circuito permite limitar a corrente que passa pelos transistores de potência durante o carregamento dos capacitores de potência secundários e elimina a sobrecarga do estágio de potência, pois o valor efetivo da tensão de saída aumenta gradativamente.
A oitava e a décima primeira saídas do microcircuito são conectadas à tensão de alimentação, portanto o estágio de saída funciona como seguidor de emissor, e do jeito que está - a nona e a décima saídas através dos resistores limitadores de corrente R6 e R7 são conectadas aos resistores R8 e R9, bem como às bases VT1 e VT2. Assim, o estágio de saída do controlador é reforçado - a abertura dos transistores de potência é realizada através dos resistores R6 e R7, em série com os quais estão conectados os diodos VD2 e VD3, mas o fechamento, que requer muito mais energia, ocorre usando VT1 e VT2, incluídos como seguidores de emissor, mas fornecendo alta corrente justamente quando tensão zero é formada nas portas.
A seguir, temos 4 transistores de potência no braço, ligados em paralelo, para obter mais corrente. Falando francamente, o uso desses transistores específicos causa algum constrangimento. Muito provavelmente, o autor deste esquema simplesmente os tinha disponíveis e decidiu anexá-los. O fato é que o IRF540 tem corrente máxima de 23 amperes, a energia armazenada nas portas é de 65 nanoCoulomb, e os transistores IRFZ44 mais populares têm corrente máxima de 49 amperes, enquanto a energia da porta é de 63 nanoCoulomb. Em outras palavras, utilizando dois pares de IRFZ44 obtemos um pequeno aumento na corrente máxima e uma diminuição dupla na carga no estágio de saída do microcircuito, o que só aumenta a confiabilidade deste projeto em termos de parâmetros. E a fórmula “Menos peças - mais confiabilidade” não foi cancelada por ninguém.

É claro que os transistores de potência devem ser do mesmo lote, pois neste caso a dispersão de parâmetros entre os transistores conectados em paralelo é reduzida. O ideal, claro, é melhor selecionar os transistores por ganho, mas nem sempre essa possibilidade acontece, mas deve ser possível adquirir transistores do mesmo lote em qualquer caso.

Paralelamente aos transistores de potência estão os resistores R18, R22 e os capacitores C3, C12 conectados em série. Esses são amortecedores projetados para suprimir pulsos de autoindução que ocorrem inevitavelmente quando pulsos retangulares são aplicados a uma carga indutiva. Além disso, o problema é agravado pela modulação por largura de pulso. Aqui vale a pena parar com mais detalhes.
Enquanto o transistor de potência está aberto, a corrente flui através do enrolamento, e a corrente aumenta o tempo todo e provoca um aumento no campo magnético, cuja energia é transferida para o enrolamento secundário. Mas assim que o transistor fecha, a corrente através do enrolamento para de fluir e o campo magnético começa a se enrolar, fazendo com que apareça uma tensão de polaridade reversa. Somando-se à tensão já existente, surge um pulso curto, cuja amplitude pode ultrapassar a tensão inicialmente aplicada. Isso causa um surto de corrente, causando uma segunda mudança na polaridade da tensão induzida pela auto-indução, e agora a auto-indução reduz a magnitude da tensão existente, e assim que a corrente se torna menor, a polaridade da auto-indução -o pulso de indução muda novamente. Este processo tem um caráter amortecido, porém os valores das correntes e tensões de autoindução são diretamente proporcionais à potência total do transformador de potência.

Como resultado dessas oscilações no momento do fechamento tecla liga / desliga processos de choque são observados no enrolamento do transformador e amortecedores são usados ​​​​para suprimi-los - a resistência do resistor e a capacitância do capacitor são selecionadas de tal forma que leva exatamente tanto tempo para carregar o capacitor quanto para mudar o polaridade do pulso de autoindução do transformador.
Por que lutar contra esses impulsos? Tudo é muito simples - os diodos são instalados nos transistores de potência modernos, e a queda de tensão que eles possuem é muito maior que a resistência de um dispositivo de campo aberto, e são os diodos que têm dificuldade quando começam a extinguir as emissões de autoindução nos barramentos de potência por si mesmos e basicamente as caixas dos transistores de potência são aquecidas não porque os cristais das junções dos transistores são aquecidos, são os diodos internos que são aquecidos. Se você remover os diodos, a tensão reversa literalmente no primeiro pulso matará o transistor de potência.
Se o conversor não estiver equipado com estabilização PWM, o tempo de vibração de autoindução será relativamente curto - o transistor de potência do segundo braço logo abre e a autoindução é sufocada pela baixa resistência do transistor aberto.

Porém, se o conversor possuir controle PWM da tensão de saída, então as pausas entre a abertura dos transistores de potência tornam-se bastante longas e, naturalmente, o tempo de vibração de autoindução aumenta significativamente, aumentando o aquecimento dos diodos dentro dos transistores. É por esta razão que ao criar fontes de alimentação estabilizadas, não é recomendado estabelecer uma margem de tensão de saída superior a 25% - o tempo de pausa torna-se muito longo e isso causa um aumento irracional na temperatura do estágio de saída, mesmo com amortecedores .
Pelo mesmo motivo, a grande maioria dos amplificadores de potência de automóveis de fábrica não possui estabilização, mesmo que o TL494 seja usado como controlador - eles economizam na área do dissipador de calor do conversor de tensão.
Bem, agora que consideramos os nós principais, vamos descobrir como funciona a estabilização PWM. Na nossa saída, é declarada uma tensão bipolar de ± 60 volts. Pelo que foi dito anteriormente, fica claro que o enrolamento secundário do transformador deve ser projetado para fornecer 60 volts mais 25% por cento, ou seja, 60 mais 15 equivalem a 75 volts. Porém, para obter um valor efetivo de 60 volts, a duração de uma meia onda, ou melhor, de um período de conversão, deve ser menor em 25% do valor nominal. Não se esqueça que em qualquer caso o tempo de pausa entre as trocas também irá interferir, portanto, os 5% introduzidos pelo pause shaper serão cortados automaticamente e nosso pulso de controle deverá ser reduzido nos 20% restantes.
Esta pausa entre os períodos de conversão será compensada pela energia magnética acumulada no indutor do filtro de potência secundário e pela carga acumulada nos capacitores. É verdade que eu não colocaria eletrólitos na frente do indutor, porém, como qualquer outro capacitor - é melhor colocar conduítes depois do indutor e, além dos eletrólitos, claro, instalar os de filme - eles suprimem melhor os impulsos e interferências .
A estabilização da tensão de saída é realizada da seguinte forma. Embora não haja carga ou seja muito pequena, a energia dos capacitores C8-C11 quase não é consumida e não é necessária muita energia para restaurá-la e a amplitude da tensão de saída do enrolamento secundário será bastante grande. Conseqüentemente, a amplitude da tensão de saída do enrolamento adicional será grande. Isso causará um aumento na tensão na primeira saída do controlador, o que por sua vez levará a um aumento na tensão de saída do amplificador de erro e a duração dos pulsos de controle será reduzida a tal valor que haverá um equilíbrio entre a potência consumida e fornecida ao transformador de potência.
Assim que o consumo começa a aumentar, a tensão no enrolamento adicional diminui e a tensão na saída do amplificador de erro diminui naturalmente. Isso provoca um aumento na duração dos pulsos de controle e um aumento na energia fornecida ao transformador. A duração do pulso aumenta até que o equilíbrio das energias consumidas e fornecidas seja alcançado novamente. Se a carga diminuir, o desequilíbrio ocorrerá novamente e o controlador terá agora que reduzir a duração dos pulsos de controle.

Se os valores de feedback forem selecionados incorretamente, pode ocorrer um efeito de overshoot. Isto se aplica não apenas ao TL494, mas também a todos os estabilizadores de tensão. No caso do TL494, o efeito de overshoot geralmente ocorre nos casos em que não há cadeias que desacelerem a resposta de feedback. É claro que não se deve desacelerar muito a reação - o coeficiente de estabilização pode sofrer, porém, uma reação muito rápida não é boa. E isso se manifesta da seguinte maneira. Suponha que aumentamos a carga, a tensão começa a cair, o controlador PWM tenta restaurar o equilíbrio, mas faz isso muito rapidamente e aumenta a duração dos pulsos de controle não proporcionalmente, mas com muito mais força. Neste caso, o valor efetivo da tensão aumenta acentuadamente. Claro, agora o controlador vê que a tensão é maior que a tensão de estabilização e reduz drasticamente a duração dos pulsos, tentando equilibrar a tensão de saída e a referência. No entanto, a duração dos pulsos tornou-se mais curta do que deveria e a tensão de saída tornou-se muito menor do que o necessário. O controlador aumenta novamente a duração dos pulsos, mas exagerou novamente - a tensão acabou sendo maior do que o necessário e ele não tem escolha a não ser reduzir a duração dos pulsos.
Assim, na saída do conversor, não se forma uma tensão estabilizada, mas flutuando em 20-40% da tensão definida, tanto na direção do excesso quanto na direção do subavaliação. É claro que é improvável que os consumidores gostem de tal potência, portanto, após montar qualquer conversor, você deve verificar a velocidade de reação nos shunts para não se desfazer da embarcação recém-montada.
A julgar pelo fusível, o conversor é bastante potente, mas neste caso as capacidades de C7 e C8 claramente não são suficientes, devem ser adicionados pelo menos mais três cada. O diodo VD1 serve para proteger contra inversão de polaridade e, se isso acontecer, é improvável que sobreviva - não é tão fácil queimar um fusível de 30 a 40 amperes.
Bem, no final, resta acrescentar que este conversor não está equipado com sistema stenbay, ou seja, quando conectado à tensão de alimentação, ele inicia imediatamente e só pode ser interrompido desligando a energia. Isso não é muito conveniente - você precisa de um switch bastante poderoso.

Conversor de tensão automotiva número 2, também possui tensão de saída estabilizada, conforme evidenciado pela presença de um optoacoplador, cujo LED está conectado à tensão de saída. Além disso, é conectado via TL431, o que aumenta significativamente a precisão de manutenção da tensão de saída. O fototransistor do optoacoplador também é conectado à tensão estabilizada pelo segundo mikruha TL431. A essência deste estabilizador pessoalmente me escapou - o microcircuito estabilizou cinco volts e parece não fazer sentido colocar um estabilizador adicional. O emissor do fototransistor vai para a entrada não inversora do amplificador de erro (pino 1). O amplificador de erro é coberto por feedback negativo e, para desacelerar sua reação, é introduzido o resistor R10, capacitor C2.

O segundo amplificador de erro é usado para forçar a parada do conversor em uma situação de emergência - se houver uma tensão no décimo sexto pino maior que a gerada pelos divisores R13 e R16, e isso for cerca de dois volts e meio, o o controlador começará a reduzir a duração dos pulsos de controle até que desapareçam completamente.
A partida suave é organizada da mesma forma que no circuito anterior - através da formação de tempos de pausa, embora a capacitância do capacitor C3 seja um pouco pequena - eu colocaria lá em 4,7...10 microfarads.
O estágio de saída do microcircuito opera no modo seguidor de emissor, um seguidor de emissor adicional completo nos transistores VT1-VT4 é usado para amplificar a corrente, que por sua vez é carregada nas portas dos trabalhadores do campo de potência, embora eu diminuísse as classificações R22-R25 a 22 ... 33 Ohm. Em seguida estão os amortecedores e um transformador de potência, após os quais uma ponte de diodos e um filtro de suavização. O filtro neste circuito é feito de forma mais correta - está no mesmo núcleo e contém o mesmo número de voltas. Esta inclusão proporciona a máxima filtragem possível, uma vez que os campos magnéticos opostos se cancelam.
O modo stenby é organizado no transistor VT9 e no relé K1, cujos contatos fornecem energia apenas ao controlador. A parte de potência está constantemente conectada à tensão de alimentação e, até que os pulsos de controle apareçam no controlador, os transistores VT5-VT8 serão fechados.
O LED HL1 indica que o controlador está ligado.

Próximo diagrama... O próximo diagrama é... Este é a terceira versão do conversor de tensão automotivo mas vamos acertar...

Comecemos pelas principais diferenças em relação às opções tradicionais, nomeadamente a utilização de um driver meia ponte num conversor automóvel. Bem, você ainda pode aguentar isso de alguma forma - dentro do microcircuito existem 4 transistores com uma boa velocidade de abertura-fechamento, e até mesmo de dois amperes. Feita a conexão adequada, ele pode ser acionado para o modo de operação Push-Pull, porém, o microcircuito não inverte o sinal de saída, e pulsos de controle são alimentados em suas entradas a partir dos coletores do controlador, portanto, assim que o controlador dá uma pausa entre os pulsos de controle, níveis correspondentes às unidades lógicas, ou seja, próximo da tensão de alimentação. Depois de passar pelo Irka, os impulsos serão direcionados às portas dos transistores de potência, que serão abertas com segurança. Ambos... Simultaneamente. Claro, eu entendo que pode não funcionar bater nos transistores FB180SA10 da primeira vez - mesmo assim, 180 amperes terão que ser desenvolvidos e, nessas correntes, as trilhas geralmente começam a queimar, mas ainda assim é muito difícil . E o custo desses mesmos transistores é superior a mil por um.
O próximo momento misterioso é a utilização de um transformador de corrente incluído no barramento de potência primário, através do qual flui DC. É claro que neste transformador ainda haverá algo induzido devido a uma mudança na corrente no momento da comutação, mas ainda assim isso não está totalmente correto. Não, a proteção contra sobrecarga funcionará, mas quão corretamente? Afinal, a saída do transformador de corrente também é projetada, para dizer o mínimo, muito original - com um aumento de corrente no pino 15, que é a entrada inversora do amplificador de erro, a tensão que forma o resistor R18 junto com o divisor em R20 diminuirá. É claro que uma diminuição na tensão nesta saída causará um aumento na tensão do amplificador de erro, o que por sua vez encurtará os pulsos de controle. Porém, o R18 está conectado diretamente ao barramento de potência primário e toda a bagunça que ocorrer neste barramento afetará diretamente o funcionamento da proteção contra sobrecarga.
A estabilização da tensão de saída é ajustada... Bom, em princípio, igual ao funcionamento da seção de potência... Após iniciar o conversor, assim que a tensão de saída atingir o valor em que o LED do optoacoplador U1.2 começa a brilha, o transistor optoacoplador U1.1 abre. Sua abertura provoca uma diminuição na tensão criada pelo divisor em R10 e R11. Isso, por sua vez, faz com que a tensão de saída do amplificador de erro caia à medida que esta tensão é conectada à entrada não inversora do amplificador. Pois bem, como a tensão na saída do amplificador de erro diminui, o controlador começa a aumentar a duração dos pulsos, aumentando assim o brilho do LED do optoacoplador, que abre ainda mais o fototransistor e aumenta ainda mais a duração dos pulsos. Isso acontece até que a tensão de saída atinja o valor máximo possível.
EM esquema geral tão original que você só pode dá-lo para repetição ao inimigo, e por esse pecado você tem a garantia do tormento eterno no Inferno. Não sei de quem é a culpa... Pessoalmente, tive a impressão de que foi alguém trabalho do curso, ou talvez um diploma, mas não quero acreditar, porque se foi publicado significa que foi protegido, e isso sugere que a qualificação do corpo docente está em um estado muito pior do que eu pensava. .

A quarta versão do conversor de tensão automotivo.
Não direi que seja uma opção ideal, no entanto, certa vez participei no desenvolvimento deste esquema. Aqui imediatamente uma pequena porção do sedativo - quinze e dezesseis conclusões são conectadas entre si e conectadas a um fio comum, embora logicamente a décima quinta conclusão deva ser conectada à décima quarta. No entanto, o aterramento das entradas do segundo amplificador de erro não afetou de forma alguma o desempenho. Portanto, onde conectar a décima quinta saída, deixarei com você.

A saída do estabilizador interno de cinco volts neste circuito é usada de forma muito intensa. A partir de cinco volts, é formada uma tensão de referência, com a qual será comparada a tensão de saída. Isso é feito usando resistores R8 e R2. Para reduzir a ondulação da tensão de referência, um capacitor C1 é conectado em paralelo com R2. Como os resistores R8 e R2 são iguais, o valor da tensão de referência é de dois volts e meio.
Além disso, cinco volts são usados ​​​​para uma partida suave - o capacitor C6 no momento da ligação gera brevemente cinco volts na quarta saída do controlador, ou seja, durante o carregamento, o tempo de pausa forçada entre os pulsos de controle mudará do valor máximo para o valor nominal.
Os mesmos cinco volts são conectados ao coletor do fototransistor do optoacoplador DA, e seu emissor, através de um pequeno divisor em R5 e R4, é conectado à entrada não inversora do primeiro amplificador de erro - pino 1. O feedback negativo é conectado ao pino 2 da saída do amplificador de erro. O feedback possui um capacitor C2 que retarda a resposta do controlador, cuja capacitância pode variar de dez nanofarads a sessenta e oito nanofarads.
O estágio de saída do controlador opera no modo repetidor e a amplificação da corrente é realizada por um estágio de driver de transistor no VT3-VT6. Claro que a potência do estágio do driver é suficiente para controlar mais de um par de transistores de potência, aliás, essa foi a aposta - inicialmente a placa com o controlador foi feita separadamente da seção de potência, mas no final acabou não ser muito conveniente. Portanto, os condutores impressos foram transferidos para a placa principal, e os transformadores, e claro os transistores de potência, já foram variados pelo alongamento da placa.
O transformador de potência é conectado aos transistores através de um transformador de corrente, que é responsável pelo funcionamento da proteção contra sobrecarga. Snabers em esta opção não foram instalados - foram usados ​​​​radiadores sérios.
Assim que surge uma tensão no terminal de controle, permitindo a operação do conversor, o transistor VT2 se abre, o que por sua vez leva o VT1 à saturação. No emissor VT1 existe uma tensão do estabilizador integral até 15, que passa livremente a tensão de alimentação fornecida pelo diodo VD5, pois é menor que a tensão de estabilização. A este diodo, através do resistor R28, é fornecida a tensão de alimentação principal de doze volts. A abertura do VT1 fornece energia ao controlador e aos transistores do driver e o conversor é inicializado. Assim que aparecem pulsos no transformador de potência, a tensão em seu enrolamento atinge o dobro do valor da fonte de alimentação principal e, passando pelos diodos VD4 e VD6, é alimentada na entrada do estabilizador a 15 volts. Assim, após a partida do conversor, o controlador é alimentado por uma fonte de alimentação já estabilizada. Esta solução de circuito permite manter a operação estável do conversor mesmo quando alimentado por seis a sete volts.
A estabilização da tensão de saída é realizada controlando o brilho do LED do optoacoplador DA, cujo LED está conectado a ele através de um divisor resistivo. Além disso, apenas um braço da tensão de saída é controlado. A estabilização do segundo braço é realizada através de um acoplamento magnético que ocorre no núcleo do indutor L2 e L3, já que este filtro é feito em um núcleo. Assim que a carga no lado positivo da tensão de saída aumenta, o núcleo começa a magnetizar e, como resultado, é mais difícil para a tensão negativa da ponte de diodos atingir a saída do conversor, a tensão negativa começa cair, e o LED do acoplador óptico reage a isso, forçando o controlador a aumentar a duração dos pulsos de controle. Ou seja, o indutor, além das funções de filtragem, atua como um indutor de estabilização de grupo e funciona exatamente da mesma forma que nas fontes de alimentação de computadores, estabilizando diversas tensões de saída ao mesmo tempo.
A proteção contra sobrecarga é um pouco difícil, mas ainda bastante funcional. O limite de proteção é ajustado pelo resistor R26. Assim que a corrente através dos transistores de potência atinge um valor crítico, a tensão do transformador de corrente abre o tiristor VS1 e ele desvia para o terra controle de voltagem do terminal de controle, removendo assim a tensão de alimentação do controlador. Além disso, a descarga acelerada do capacitor C7 ocorre através do resistor R19, cuja capacitância é ainda melhor reduzida para 100 microfarads.
Para reinicializar a proteção ativada, é necessário remover e reaplicar a tensão no terminal de controle.
Outra característica deste conversor é a utilização de um driver de tensão capacitivo-resistivo nas portas dos transistores de potência. Com a instalação desses circuitos, foi possível obter uma tensão negativa nas portas, que visa agilizar o fechamento dos transistores de potência. Porém, esse método de fechamento dos transistores não levou ao aumento da eficiência nem à diminuição da temperatura, mesmo com o uso de amortecedores, e foi abandonado - menos peças - mais confiabilidade.

Bem, o último conversor do quinto carro. Este esquema é uma continuação lógica do anterior, mas equipado com recursos adicionais que melhoram suas propriedades de consumo. A tensão de controle REM é fornecida através de um fusível térmico KSD301 reconfigurável de 85 graus que é montado no dissipador de calor do inversor. Idealmente, deve haver um radiador para o amplificador de potência e para o conversor de tensão.

Se os contatos do fusível térmico estiverem fechados, ou seja, a temperatura é inferior a oitenta e cinco graus, então a tensão de controle do terminal REM abre o transistor VT14, que por sua vez abre o VT13 e doze volts da fonte de alimentação principal entram na entrada Krenka de quinze volts. Como a tensão de entrada é inferior à tensão de estabilização KRENKA em sua saída, ela parecerá quase inalterada - apenas uma queda no transistor regulador introduzirá uma pequena queda. Do Krenka, a energia é fornecida ao próprio controlador e aos transistores do estágio do driver VT4-VT7. Assim que o estabilizador interno de cinco volts emitir tensão, o capacitor C6 começará a carregar, reduzindo a duração das pausas entre os pulsos de controle. Os pulsos de controle começarão a abrir os transistores de potência nos enrolamentos secundários do transformador, eles aparecerão e começarão a aumentar o valor efetivo da tensão secundária. Do primeiro enrolamento secundário, uma tensão de 24 volts através de um retificador com ponto médio irá para o terminal positivo do capacitor C18, e como sua tensão é maior que a do diodo principal de doze volts VD13, ele fechará e agora o controlador será alimentado pelo próprio enrolamento secundário. Além disso, vinte e quatro volts é superior a quinze, portanto, um estabilizador de quinze volts será ligado e agora o controlador será alimentado por uma tensão estabilizada.
À medida que os pulsos de controle aumentam, o valor efetivo da tensão também aumentará no segundo enrolamento secundário, e assim que atingir o valor em que o LED do optoacoplador DA começa a brilhar, o fototransistor começará a abrir e o sistema começará para adquirir um estado estável - a duração dos pulsos irá parar de aumentar, pois o emissor do fototransistor está conectado à saída do amplificador de erro do controlador não inversor. Com o aumento da carga, a tensão de saída começará a diminuir, naturalmente o brilho do LED começará a diminuir, a tensão na primeira saída do controlador também diminuirá e o controlador aumentará a duração do pulso apenas o suficiente para restaurar o brilho do LED novamente.
A tensão de saída é controlada pelo braço negativo, e a reação às mudanças no consumo no braço positivo é realizada pelo indutor de estabilização do grupo L1. Para acelerar a resposta da tensão controlada, o braço negativo é carregado adicionalmente com o resistor R38. Aqui devemos fazer uma reserva imediatamente - não é necessário pendurar eletrólitos muito grandes na fonte de alimentação secundária - em altas frequências de conversão eles são de pouca utilidade, mas podem ter um efeito significativo no coeficiente de estabilização geral - para que a tensão no braço positivo começa a aumentar se a carga aumentar, a tensão no braço negativo também deverá diminuir. Se o consumo no braço negativo não for grande e a capacitância do capacitor C24 for bastante grande, ele será descarregado por um longo tempo e o controle simplesmente não terá tempo de rastrear que a tensão falhou no positivo braço.
É por esta razão que é altamente recomendável definir não mais que 1000 uF por ombro na própria placa conversora e 220 ... 470 uF cada nas placas amplificadoras de potência e não mais.
A falta de potência nos picos do sinal de áudio deverá ser compensada pela potência total do transformador.
A proteção contra sobrecarga é realizada em um transformador de corrente, cuja tensão é retificada pelos diodos VD5 e VD6 e entra no regulador de sensibilidade R26. Além disso, passando pelo diodo VD4, que é uma espécie de limitador de amplitude, a tensão entra na base do transistor VT8. O coletor deste transistor é conectado à entrada do gatilho Schmidt, montado no VT2-VT3, e assim que o transistor VT8 abre, ele fecha o VT3. A tensão no coletor VT3 aumentará e o VT2 abrirá, abrindo o VT1.
Tanto o gatilho quanto o VT1 são alimentados pelo estabilizador de cinco volts do controlador e, quando o VT1 é aberto, cinco volts entram na décima sexta saída do controlador, reduzindo drasticamente a duração dos pulsos de controle. Além disso, cinco volts através do diodo VD3 entram no pino quatro, aumentando o tempo de pausa forçada para o valor máximo possível, ou seja, os pulsos de controle são encurtados de duas maneiras ao mesmo tempo - através de um amplificador de erro que não possui feedback negativo e funciona como comparador, reduzindo a duração do pulso quase instantaneamente, e através de um modelador de duração de pausa, que agora começará a aumentar através de um capacitor descarregado a duração do pulso gradualmente e se a carga ainda for muito grande a proteção funcionará novamente assim que o VT8 abrir. Porém, o gatilho no VT2-VT3 tem mais uma tarefa - monitora o valor da tensão primária principal de 12 volts e assim que se torna inferior a 9-10 volts fornecidos à base VT3 através dos resistores R21 e R22, o polarização não será suficiente e o VT3 fechará, abrindo VT2 e VT1. O controlador irá parar e a alimentação secundária será perdida.
Este módulo deixa a chance de dar partida no carro, se de repente seu proprietário decidir ouvir música em um carro que não está funcionando, e também protege o amplificador de potência de quedas repentinas de tensão no momento em que a partida do carro é ligada - o conversor simplesmente espera elimina o momento de consumo crítico, protegendo tanto o amplificador de potência quanto seus próprios interruptores de potência.
Desenho da placa de circuito impresso deste conversor, e existem duas opções - um e dois transformadores.
Por que dois transformadores?
Para mais poder. O fato é que a potência total do transformador nos conversores automotivos é limitada por uma tensão de alimentação de doze volts, o que requer um certo número de voltas no transformador. O anel deve ter pelo menos quatro voltas no semienrolamento primário; para ferrite em forma de W, o número de voltas pode ser reduzido para três.

Essa limitação se deve principalmente ao fato de que com um número menor de voltas o campo magnético já se torna não uniforme e suas perdas são muito grandes. Isto também implica que não é possível desviar a frequência de conversão para frequências mais altas - será necessário reduzir o número de voltas, e isso não é permitido.
Acontece que a potência geral é limitada pelo número de voltas do enrolamento primário e uma pequena faixa de frequência de conversão - você não pode ir abaixo de 20 kHz - a interferência do conversor não deve estar na faixa de áudio, pois eles fará todos os esforços para ser ouvido nos alto-falantes.
Você também não pode subir acima de 40 kHz - o número de voltas do enrolamento primário torna-se muito pequeno.
Se você deseja obter mais potência, resta a única solução - aumentar o número de transformadores e dois está longe do máximo possível.
Mas aqui surge outra questão - como monitorar todos os transformadores? Não quero limitar muito a sério um estrangulamento de estabilização de grupo ou introduzir um certo número de optoacopladores. Portanto, a única forma de controle é a conexão em série dos enrolamentos secundários. Neste caso, também ficam excluídas distorções no consumo e é muito mais fácil controlar a tensão de saída, porém, deverá ser dada a máxima atenção à montagem e faseamento dos transformadores.
Agora um pouco sobre as diferenças entre o diagrama de circuito e a placa. O fato é que neste princípio são indicados apenas os pontos mais básicos do esquema, no impresso os elementos são organizados de acordo com a realidade. Por exemplo, não há capacitores de filme para alimentação na placa de circuito, mas eles estão na placa. Obviamente, os furos de montagem para eles são feitos de acordo com as dimensões dos capacitores que estavam disponíveis no momento do desenvolvimento. Claro, na ausência de uma capacitância de 2,2 μF, ela pode ser usada a 1 μF, mas não inferior a 0,47 μF.
Para alimentação, também são instalados eletrólitos de 4700 uF no circuito, mas em vez deles há todo um conjunto de capacitores de 2200 uF 25 volts na placa, e os capacitores devem estar com ESR baixo, estes são os que são posicionados pelos vendedores como “para placas-mãe”. Eles geralmente são marcados com tinta prateada ou dourada. Se for possível comprar a 3300 microfarads a 25 volts, será ainda melhor, mas na nossa região isso é bastante raro.
Algumas palavras sobre supostos jumpers - são jumpers que conectam os trilhos a si mesmos. Isso foi feito por um motivo - a espessura do cobre na placa é limitada e as correntes que fluem através dos condutores são bastante grandes e, para compensar as perdas no condutor, a trilha deve ser literalmente eliminada com solda , que hoje em dia é caro, ou duplicado com condutores condutores de corrente, aumentando assim a seção transversal total do condutor . Esses jumpers são feitos de fio de cobre unipolar com seção transversal de pelo menos dois quadrados e meio, de preferência, é claro, mais grosso - quatro ou seis quadrados.
Ponte de diodo de potência secundária. O diagrama mostra diodos no pacote TO-247, a placa está preparada para o uso de diodos no pacote TO-220. O tipo de diodo depende diretamente da corrente planejada na carga e, claro, é melhor escolher diodos mais rápidos - haverá menos autoaquecimento.
Agora, algumas palavras sobre os detalhes do enrolamento.
O mais suspeito do circuito é o transformador de corrente - parece difícil enrolar meia volta com fios grossos do enrolamento primário, e até em direções diferentes. Na verdade, este é o componente mais simples das peças do enrolamento. Para a fabricação de um transformador de corrente é utilizado um filtro de potência de televisão, se DE REPENTE não for possível encontrar um, então QUALQUER núcleo de ferrite em forma de W pode ser usado, por exemplo, um transformador flutuante de uma fonte de alimentação de computador. O núcleo aquece até 110-120 graus por dez a vinte minutos e depois quebra. Os enrolamentos são removidos, um enrolamento secundário é enrolado na estrutura, consistindo de 80-120 voltas de fio de 0,1 ... 0,2 mm, é claro, dobrado em dois. Em seguida, o início de um enrolamento é conectado ao final do segundo, os fios são fixados da maneira que for conveniente para você e a moldura com o enrolamento é colocada na metade do núcleo. Em seguida, um feixe é colocado em uma janela com a alimentação do enrolamento primário, três vezes - a segunda e a segunda metade do núcleo são colocadas. Isso é tudo! Dois enrolamentos de meia volta no primário e 100 voltas no secundário. Por que o número de voltas não é especificado exatamente? O número de voltas deve ser tal que três a cinco volts sejam obtidos no resistor R27 em correntes máximas. Mas não sei qual corrente você considera máxima, quais transistores você usará. E o valor da tensão em R27 sempre pode ser corrigido selecionando o valor deste mesmo resistor. O principal é que o transformador de corrente fica sobrecarregado ao longo do enrolamento secundário, e para isso são necessárias pelo menos 60-70 voltas no secundário - neste caso haverá aquecimento mínimo do núcleo.

O indutor L2 foi instalado no núcleo do transformador de potência de uma fonte chaveada para TVs de tamanho adequado. Em princípio, também pode ser enrolado no núcleo de um transformador de uma fonte de alimentação de computador, mas será necessário organizar uma folga não magnética de 0,5 ... 0,7 mm. Para criá-lo, basta lançar um anel NÃO FECHADO de um fio enrolado de diâmetro adequado dentro da moldura com a metade do núcleo inserida.
O indutor é enrolado antes do enchimento, mas qual fio deverá ser calculado. Pessoalmente, prefiro trabalhar com feixes ou fita adesiva. A fita, claro, é mais compacta, com sua ajuda consegue-se uma densidade de enrolamento muito alta, mas leva muito tempo para fazer e, claro, a cola não fica na estrada. É muito mais fácil fazer um feixe - para isso basta saber o comprimento aproximado do condutor, dobrar o fio várias vezes e depois torcê-lo em um feixe com uma furadeira.
O que e quanto fio deve ser usado? Já depende dos requisitos do produto final. Neste caso, estamos falando de tecnologia automotiva, que, por definição, possui condições de refrigeração muito ruins, portanto o autoaquecimento deve ser minimizado, e para isso é necessário calcular a seção transversal do condutor na qual não aquecerá muito , ou nem aquecer. Este último é obviamente preferível, mas provoca um aumento de tamanho, e o carro não é o Ikarus, no qual há muito espaço. Portanto, procederemos do aquecimento mínimo. Claro, você pode instalar ventiladores de forma que eles soprem através do amplificador e do conversor, mas apenas a poeira de nossas estradas mata os ventiladores dolorosamente rapidamente, então é melhor dançar com o resfriamento natural e tomar como base uma tensão de três amperes por milímetro quadrado da seção do condutor. Esta é uma tensão bastante popular, que se recomenda levar em consideração na fabricação de um transformador tradicional em ferro em forma de w. Para dispositivos pulsados, recomenda-se estabelecer cinco ou seis amperes por milímetro quadrado, mas isso implica uma boa convecção de ar, e nosso gabinete está fechado, então ainda levamos três amperes.
Convencido de que três é melhor? E agora damos uma correção para o fato da carga do amplificador não ser constante, pois ninguém escuta uma onda senoidal pura, e até perto de clipagem, então o aquecimento não ocorrerá constantemente, pois o valor atual da potência do amplificador é aproximadamente 2/3 do máximo. Portanto, a tensão pode ser aumentada em trinta por cento sem quaisquer riscos, ou seja, aumente para quatro amperes por milímetro quadrado.
Mais uma vez, para uma melhor compreensão dos números. As condições de resfriamento são desagradáveis, o fio de altas correntes começa a esquentar se for muito fino e, se for enrolado em uma bobina, ele se aquece. Para resolver o problema, ajustamos a tensão em dois e meio - três amperes por milímetro quadrado da seção do fio, se a carga for constante, se alimentarmos o amplificador de potência, então aumentamos a tensão para quatro - quatro e meio amperes por milímetro quadrado da seção do condutor.
Agora lançamos o Excel, espero que todos tenham essa calculadora, e na linha superior escrevemos em ordem: “Tensão”, depois “Diâmetro do fio”, depois “Número de fios”, depois “Corrente máxima” e na última célula "Poder". Vamos para o início da próxima linha e escrevemos o número três por enquanto, sejam três amperes por milímetro quadrado por enquanto. Na próxima célula escrevemos o número um, por enquanto seja um fio com diâmetro de um milímetro. Na próxima célula escrevemos dez, este será o número de fios do feixe.
E aqui estão as células nas quais haverá fórmulas. Primeiro, calculamos a seção transversal. Para fazer isso, divida o diâmetro por 2 - precisamos de um raio. Aí multiplicamos o raio pelo raio, por precaução, para que nossa calculadora não fique embotada, pegamos o cálculo dos raios entre colchetes e multiplicamos tudo isso por pi. Como resultado, obtemos pi er quadrado, ou seja, a área do círculo, que é a seção transversal do condutor. Então, sem sair da edição da célula, multiplicamos o resultado resultante pelo diâmetro do nosso fio e multiplicamos pelo número de fios. Pressionamos ENTER e vemos um número com várias casas decimais. Não é necessária uma precisão tão alta, por isso arredondamos nosso resultado para uma casa decimal e para cima, para que haja uma pequena margem tecnológica. Para fazer isso, vá para a edição da célula, selecione nossa fórmula e pressione CONTROL X - cut, a seguir pressione o botão FORMULA e selecione ROUND UP na linha MATHEMAICAL ACTION. Uma caixa de diálogo aparece perguntando o que arredondar e com quantas casas decimais. Colocamos o cursor na janela superior e CONTRL VE inserimos a fórmula previamente cortada, e na janela inferior colocamos uma unidade, ou seja arredonde para uma casa decimal e clique em OK. Agora a célula contém um número com um dígito após a vírgula.
Resta inserir a fórmula na última célula, enfim, tudo é simples aqui - lei de Ohm. Temos a corrente máxima que podemos usar e deixamos a tensão de bordo ser de doze volts, embora em um carro em funcionamento seja cerca de treze ou mais, mas isso não leva em conta a queda na conectando fios. Multiplicamos a corrente resultante por 12 e obtemos a potência nominal máxima que não causará forte aquecimento do condutor, mais precisamente, um feixe composto por dez fios com diâmetro de um milímetro.
Não responderei às perguntas “Mas não tenho esse botão, não há linha de edição” e foi postada uma descrição mais detalhada do uso do Excel nos cálculos da fonte de alimentação:

Voltamos ao nosso ofício. Descobrimos os diâmetros dos fios do feixe e sua quantidade. Os mesmos cálculos podem ser usados ​​​​para determinar o feixe necessário nos enrolamentos do transformador, mas a tensão pode ser aumentada para cinco a seis amperes por milímetro quadrado - um meio enrolamento funciona cinquenta por cento do tempo, então terá tempo para esfriar. É possível aumentar a tensão no enrolamento para sete ou oito amperes, mas aqui a queda de tensão na resistência ativa do feixe já começará a afetar, e ainda parecemos ter o desejo de obter uma eficiência nada ruim, então é melhor não fazer isso.
Se houver vários transistores de potência, é necessário levar em consideração imediatamente que o número de fios no feixe deve ser um múltiplo do número de transistores - o feixe deverá ser dividido pelo número de agentes de potência e é muito desejável distribuir uniformemente as correntes que fluem através do enrolamento.
Bem, nós meio que descobrimos os cálculos, você pode começar a enrolar. Se se tratar de um anel doméstico, deve-se prepará-lo, nomeadamente, para desbastar cantos vivos para não danificar o isolamento do fio do enrolamento. Em seguida, o anel é isolado com um isolador fino - não é aconselhável o uso de fita isolante para esses fins. O vinil vazará devido à temperatura e o tecido é muito grosso. Idealmente - fita fluoroplástica, mas você não a verá à venda com frequência. Thermosktch - o material não é ruim, mas não é muito conveniente enrolá-lo, embora se você pegar o jeito o resultado não será muito ruim. Certa vez usei antigravidade de carro - só pintei com pincel, deixei secar, pintei de novo e assim por diante em três camadas. As propriedades mecânicas não são ruins, e nem uma grande tensão de ruptura desse isolamento não afetará o trabalho - no nosso caso, toda a tensão não é grande. Primeiro, o enrolamento secundário é enrolado, pois é mais fino e tem mais voltas. Então o enrolamento primário é enrolado. Ambos os enrolamentos são enrolados em dois feixes dobrados ao mesmo tempo - é muito difícil se enganar com o número de voltas, que deveria ser o mesmo. Os chicotes são chamados e conectados na sequência necessária.

Se tiver preguiça de ligar ou não tiver tempo, antes de enrolar os feixes podem ser pintados em cores diferentes. É adquirido em pares de marcadores permanentes de cores diferentes, o conteúdo de seus recipientes de tinta é literalmente lavado com solvente e a seguir os feixes são cobertos com essa tinta imediatamente após o assentamento. A tinta não adere muito bem, mas mesmo depois de limpar os fios externos do feixe, você ainda pode ver a tinta dentro do feixe.
Você pode fixar as peças do enrolamento na placa de várias maneiras, e isso não deve ser feito apenas com as peças do enrolamento - eletrólitos elevados devido à agitação constante também podem se separar de suas pernas. Então está tudo colado. Você pode usar cola de poliuretano, pode usar rejuntes automotivos ou pode usar o mesmo antigravidade. O charme deste último está no fato de que, se necessário, para desmontar alguma coisa, você pode azedar - coloque um pano abundantemente embebido em solvente 647, coloque tudo em um saco plástico e espere de cinco a seis horas. O anti-cascalho dos vapores do solvente amolece e é relativamente fácil de remover.
Isso é tudo para conversores automotivos, vamos passar para os de rede.
Para quem tem uma vontade infatigável de ser inteligente, dizem que eu falei alguma coisa, mas não colecionei nada, responderei na hora - na verdade compartilho minha experiência, e não me gabo de ter montado o conversor e funciona. O que brilhou no quadro foram opções malsucedidas que não passaram nas medições finais, ou protótipos que foram desmontados. Não estou envolvido na fabricação de dispositivos individuais sob encomenda e, se o fizer, então, em primeiro lugar, deveria ser interessante para mim pessoalmente, seja em termos de circuitos ou materialmente, mas aqui terei que estar muito interessado.