Esquema para testar os recursos máximos do tl494. Carregador para bateria de carro em TL494

Automotivo Carregador ou uma fonte de alimentação de laboratório ajustável com uma tensão de saída de 4 - 25 V e uma corrente de até 12A pode ser feita a partir de uma fonte de alimentação AT ou ATX desnecessária do computador.

Vamos considerar várias variantes de esquemas abaixo:

Opções

De uma fonte de alimentação de computador de 200 W, é realista obter 10 - 12A.

Circuito de alimentação AT no TL494

Vários circuitos de fonte de alimentação ATX no TL494

Alteração

A principal alteração é a seguinte, soldamos todos os fios extras que saem da fonte de alimentação nos conectores, deixando apenas 4 pedaços de amarelo + 12v e 4 pedaços de caixa preta, torcendo-os em feixes. Encontramos na placa um microcircuito com o número 494, antes do número pode haver letras diferentes DBL 494, TL 494, bem como análogos MB3759, KA7500 e outros com um circuito de comutação semelhante. Procuramos um resistor vindo da 1ª perna deste microcircuito para +5 V (aqui estava o chicote vermelho) e remova-o.

Para uma fonte de alimentação regulada (4V - 25V), R1 deve ser 1k. Também é desejável que a fonte de alimentação aumente a capacidade do eletrólito na saída de 12V (é melhor excluir esse eletrólito do carregador), faça várias voltas no anel de ferrite com um feixe amarelo (+12 V) (2000NM , 25 mm de diâmetro não é crítico).

Também deve-se ter em mente que existe um conjunto de diodos no retificador de 12 volts (ou 2 diodos back-to-back) classificado para corrente de até 3 A, deve ser alterado para o que está no retificador de 5 volts , é avaliado em até 10 A, 40 V , é melhor colocar um conjunto de diodo BYV42E-200 (um conjunto de diodos Schottky Ipr \u003d 30 A, V \u003d 200 V), ou 2 poderosos back-to-back Diodos KD2999 ou similares na tabela abaixo.

Se você precisar conectar a saída soft-on ao fio comum para iniciar o ATX PSU (o fio verde vai para o conector), as pernas do microcircuito passam por um resistor de 100 ohm.

É desejável fazer o caso de um dielétrico, sem esquecer os orifícios de ventilação, eles devem ser suficientes. Caixa de metal nativa, use por sua conta e risco.

Acontece quando a fonte de alimentação é ligada em alta corrente, a proteção pode funcionar, embora não funcione para mim em 9A, se alguém encontrar isso, deve atrasar a carga quando ligada por alguns segundos.

Outra opção interessante para retrabalhar uma fonte de alimentação de computador.

Neste circuito, a tensão (de 1 a 30 V.) e a corrente (de 0,1 a 10A) são reguladas.

Para uma unidade caseira, os indicadores de tensão e corrente são adequados. Você pode comprá-los no site da Masterok.

P O P U L I R N O E:

Quando saio de carro, levo meu laptop comigo...

Certa vez, encontrei um artigo em um site de rádio amador sobre como fazer um adaptador de carro para laptop.

Um circuito simples (veja abaixo) - um microcircuito e um par de transistores ...

TROQUE A FONTE DE ALIMENTAÇÃO EM TL494 E IR2110

A maioria dos conversores de tensão automotivos e de rede é baseada em um controlador TL494 especializado e, como é o principal, não seria justo não falar brevemente sobre o princípio de sua operação.
O controlador TL494 é um invólucro plástico DIP16 (existem opções em um invólucro planar, mas não é usado nesses projetos). diagrama funcional controlador é mostrado na Fig.1.

Imagem 1 - esquema estrutural chips TL494.

Como pode ser visto na figura, o microcircuito TL494 possui circuitos de controle muito desenvolvidos, o que permite construir conversores com base em quase todos os requisitos, mas primeiro algumas palavras sobre as unidades funcionais do controlador.
Circuitos de proteção de ÍON e subtensão. O circuito liga quando a fonte de alimentação atinge o limite de 5,5...7,0 V (valor típico de 6,4 V). Até este ponto, os barramentos de controle interno desabilitam a operação do gerador e a parte lógica do circuito. Atual movimento ocioso com uma tensão de alimentação de +15V (os transistores de saída estão desabilitados) não mais que 10 mA. ION +5V (+4,75..+5,25 V, estabilização de saída não pior que +/- 25mV) fornece corrente de saída de até 10 mA. É possível amplificar o ION apenas usando um seguidor de emissor npn (consulte TI nas páginas 19-20), mas a tensão na saída desse "estabilizador" dependerá fortemente da corrente de carga.
Gerador gera no capacitor de temporização Ct (pino 5) uma tensão dente de serra de 0..+3.0V (amplitude definida por ION) para TL494 Texas Instruments e 0...+2.8V para TL494 Motorola (o que podemos esperar dos outros?) , respectivamente para TI F =1,0/(RtCt), para Motorola F=1,1/(RtCt).
Frequências operacionais permitidas de 1 a 300 kHz, enquanto a faixa recomendada é Rt = 1...500kΩ, Ct=470pF...10uF. Nesse caso, o desvio de temperatura típico da frequência é (claro, sem levar em consideração o desvio dos componentes conectados) +/-3%, e o desvio de frequência dependendo da tensão de alimentação está dentro de 0,1% em toda a faixa permitida .
Para desligamento remoto gerador, você pode usar uma chave externa para fechar a entrada Rt (6) para a saída do ION, ou - fechar Ct para o terra. Obviamente, a resistência de vazamento da chave aberta deve ser levada em consideração ao escolher Rt, Ct.
Entrada de controle de fase de repouso (ciclo de trabalho) através do comparador de fase de repouso define a pausa mínima necessária entre os pulsos nos braços do circuito. Isso é necessário tanto para evitar a passagem de corrente nos estágios de energia fora do IC quanto para a operação estável do gatilho - o tempo de comutação da parte digital do TL494 é de 200 ns. O sinal de saída é ativado quando a serra em Ct excede a tensão na entrada de controle 4 (DT). Em frequências de clock de até 150 kHz com tensão de controle zero, a fase de repouso = 3% do período (offset de sinal de controle equivalente 100..120 mV), em altas frequências, a correção integrada estende a fase de repouso para 200.. 300 ns.
Usando o circuito de entrada DT, é possível definir uma fase de repouso fixa ( divisor R-R), modo de partida suave (R-C), desligamento remoto (tecla) e use DT como uma entrada de controle linear. O circuito de entrada é feito de transistores pnp, então a corrente de entrada (até 1,0 uA) sai do IC e não entra nele. A corrente é muito grande, então resistores de alta resistência (não mais que 100 kOhm) devem ser evitados. Consulte TI, página 23 para obter um exemplo de proteção contra surtos usando um diodo zener de 3 pinos TL430 (431).
Amplificadores de erro - na verdade, amplificadores operacionais com tensão CC Ku=70..95dB (60 dB para as primeiras séries), Ku=1 a 350 kHz. Os circuitos de entrada são montados em transistores pnp, de modo que a corrente de entrada (até 1,0 µA) sai do IC e não entra nele. A corrente é grande o suficiente para o amplificador operacional, a tensão de polarização também é (até 10mV), portanto, resistores de alta resistência nos circuitos de controle (não mais que 100 kOhm) devem ser evitados. Mas, graças ao uso de entradas pnp, a faixa de tensão de entrada é de -0,3V a Vsupply-2V
Ao usar um sistema operacional dependente de frequência RC, deve-se lembrar que a saída dos amplificadores é realmente de terminação única (diodo serial!). descarregar. A tensão nesta saída está na faixa de 0..+3,5V (um pouco mais que a amplitude do gerador), então o coeficiente de tensão cai drasticamente e em cerca de 4,5V na saída os amplificadores saturam. Da mesma forma, resistores de baixa resistência devem ser evitados no circuito de saída de amplificadores (loops de SO).
Os amplificadores não são projetados para operar dentro de um ciclo da frequência operacional. Com um atraso de propagação do sinal dentro do amplificador de 400 ns, eles são muito lentos para isso, e a lógica de controle do gatilho não permite (haveria pulsos laterais na saída). Em circuitos PN reais, a frequência de corte do circuito OS é selecionada na ordem de 200-10000 Hz.
Lógica de controle de disparo e saída - Com uma tensão de alimentação de pelo menos 7V, se a tensão da serra no gerador for maior do que na entrada de controle DT e se a tensão da serra for maior do que em qualquer um dos amplificadores de erro (tendo em conta os limites e offsets) - a saída do circuito é permitida. Quando o gerador é zerado do máximo, as saídas são desabilitadas. Um gatilho com uma saída bifásica divide a frequência pela metade. Com um 0 lógico na entrada 13 (modo de saída), as fases de disparo são combinadas por OR e são alimentadas simultaneamente para ambas as saídas, com um 1 lógico, elas são alimentadas em parafase para cada saída separadamente.
Transistores de saída - npn Darlingtons com proteção térmica integrada (mas sem proteção de corrente). Assim, a queda de tensão mínima entre o coletor (geralmente fechado ao barramento positivo) e o emissor (na carga) é de 1,5V (típico em 200 mA), e em um circuito de emissor comum é um pouco melhor, 1,1V típico. A corrente máxima de saída (com um transistor aberto) é limitada a 500 mA, a potência máxima para todo o cristal é de 1W.
As fontes de alimentação comutadas estão gradualmente substituindo seus parentes tradicionais na engenharia de som, uma vez que parecem visivelmente mais atraentes tanto econômica quanto globalmente. O mesmo fator que a comutação de fontes de alimentação contribui para a distorção do amplificador, ou seja, o aparecimento de harmônicos adicionais, já está perdendo sua relevância principalmente por dois motivos - a moderna base de elementos permite projetar conversores com uma frequência de conversão significativamente superior a 40 kHz , portanto, a modulação da fonte de alimentação introduzida pela fonte de alimentação será em ultrassom. Além disso, uma frequência de potência mais alta é muito mais fácil de filtrar, e o uso de dois filtros LC em forma de L nos circuitos de potência já suaviza suficientemente a ondulação nessas frequências.
Claro, também há uma mosca na pomada neste barril de mel - a diferença de preço entre uma fonte de alimentação típica para um amplificador de potência e uma comutação torna-se mais perceptível com o aumento da potência desta unidade, ou seja, quanto mais potente a fonte de alimentação, mais lucrativa ela é em relação à sua contraparte típica.
E isso não é tudo. Ao usar fontes de alimentação comutadas, é necessário seguir as regras de montagem de dispositivos de alta frequência, ou seja, o uso de blindagens adicionais, o fornecimento de um fio comum aos dissipadores de calor da parte de energia, bem como a fiação correta de o terra e a conexão de tranças de blindagem e condutores.
Após uma pequena digressão lírica sobre os recursos de comutação de fontes de alimentação para amplificadores de potência, o diagrama de circuito real de uma fonte de alimentação de 400W:

Figura 1. Diagrama esquemático de uma fonte de alimentação chaveada para amplificadores de potência de até 400 W
AUMENTAR EM BOA QUALIDADE

O controlador de controle nesta fonte de alimentação é o TL494. É claro que existem CIs mais modernos para essa tarefa, mas usamos esse controlador em particular por dois motivos - é MUITO fácil de conseguir. Por muito tempo, nenhum problema de qualidade foi encontrado nas fontes de alimentação TL494 fabricadas pela Texas Instruments. O amplificador de erro é coberto pelo OOS, o que permite obter um coeficiente bastante grande. estabilização (relação dos resistores R4 e R6).
Após o controlador TL494, há um driver de meia ponte IR2110, que na verdade controla as portas dos transistores de potência. O uso do driver possibilitou o abandono do transformador de casamento, amplamente utilizado em fontes de alimentação de computadores. O driver IR2110 é carregado nas persianas através das cadeias R24-VD4 e R25-VD5 acelerando o fechamento dos trabalhadores do campo.
Teclas de alimentação VT2 e VT3 trabalham no enrolamento primário do transformador de potência. O ponto médio necessário para obter uma tensão alternada no enrolamento primário do transformador é formado pelos elementos R30-C26 e R31-C27.
Algumas palavras sobre o algoritmo da fonte de alimentação comutada no TL494:
No momento em que a tensão de rede de 220 V é aplicada, as capacitâncias dos filtros de potência primários C15 e C16 são infectadas através dos resistores R8 e R11, o que não permite que a ponte diol VD seja sobrecarregada com uma corrente de curto-circuito totalmente descarregada C15 e C16. Ao mesmo tempo, os capacitores C1, C3, C6, C19 são carregados através de uma linha de resistores R16, R18, R20 e R22, um estabilizador 7815 e um resistor R21.
Assim que a tensão no capacitor C6 atinge 12 V, o diodo zener VD1 "rompe" e a corrente começa a fluir através dele, carregando o capacitor C18, e assim que o terminal positivo desse capacitor atinge um valor suficiente para abrir o tiristor VS2, ele abrirá. Isso ligará o relé K1, que desviará com seus contatos os resistores limitadores de corrente R8 e R11. Além disso, o tiristor aberto VS2 abrirá o transistor VT1 para o controlador TL494 e o driver de meia ponte IR2110. O controlador entrará no modo de partida suave, cuja duração depende das classificações de R7 e C13.
Durante uma partida suave, a duração dos pulsos que abrem os transistores de potência aumenta gradativamente, carregando gradativamente os capacitores de potência secundários e limitando a corrente através dos diodos retificadores. A duração aumenta até que a quantidade de energia secundária seja suficiente para ligar o LED do optoacoplador IC1. Assim que o brilho do LED do optoacoplador for suficiente para abrir o transistor, a duração do pulso parará de aumentar (Figura 2).

Figura 2. Modo de inicialização suave.

Deve-se notar aqui que a duração do soft start é limitada, pois a corrente que passa pelos resistores R16, R18, R20, R22 não é suficiente para alimentar o controlador TL494, o driver IR2110 e o enrolamento do relé ligado - a fonte a tensão desses microcircuitos começará a diminuir e logo diminuirá até um valor no qual o TL494 deixará de gerar pulsos de controle. E é até este momento que o modo soft start deve ser concluído e o conversor deve ir ao normal modo de trabalho, já que o controlador TL494 e o driver IR2110 recebem a energia principal do transformador de potência (VD9, VD10 é um retificador de ponto médio, R23-C1-C3 é um filtro RC, IC3 é um estabilizador de 15 V) e é por isso que os capacitores C1, C3, C6, C19 têm classificações tão altas - eles devem manter a fonte de alimentação do controlador até que ele retorne à operação normal.
O TL494 estabiliza a tensão de saída alterando a duração dos pulsos de controle dos transistores de potência em uma frequência constante - Pulse Width Modulation - PWM. Isso só é possível se o valor da tensão secundária do transformador de potência for maior que o necessário na saída do estabilizador em pelo menos 30%, mas não mais que 60%.

Figura 3. O princípio de operação do estabilizador PWM.

À medida que a carga aumenta, a tensão de saída começa a diminuir, o LED IC1 do optoacoplador começa a brilhar menos, o transistor do optoacoplador fecha, reduzindo a tensão no amplificador de erro e aumentando assim a duração dos pulsos de controle até que a tensão efetiva atinja o valor de estabilização (Figura 3). Quando a carga diminuir, a tensão começará a aumentar, o LED do optoacoplador IC1 começará a brilhar mais forte, abrindo assim o transistor e reduzindo a duração dos pulsos de controle até que o valor do valor efetivo da tensão de saída diminua para um valor estabilizado. O valor da tensão estabilizada é regulado por um resistor de ajuste R26.
Deve-se notar que o controlador TL494 não regula a duração de cada pulso dependendo da tensão de saída, mas apenas o valor médio, ou seja, a parte de medição tem alguma inércia. No entanto, mesmo com capacitores instalados na fonte de alimentação secundária com capacidade de 2200 uF, as falhas de energia em cargas de pico de curto prazo não excedem 5%, o que é bastante aceitável para equipamentos de classe HI-FI. Normalmente colocamos capacitores na fonte de alimentação secundária de 4700 uF, o que fornece uma margem confiável para valores de pico, e o uso de um indutor de estabilização de grupo permite controlar todas as 4 tensões de alimentação de saída.
Esta fonte de alimentação chaveada é equipada com proteção contra sobrecarga, cujo elemento de medição é o transformador de corrente TV1. Assim que a corrente atinge um valor crítico, o tiristor VS1 abre e desvia a alimentação do estágio final do controlador. Os pulsos de controle desaparecem e a fonte de alimentação entra em modo de espera, que pode ficar em modo de espera por um longo tempo, pois o tiristor VS2 continua aberto - a corrente que flui pelos resistores R16, R18, R20 e R22 é suficiente para mantê-lo aberto. Como calcular o transformador de corrente.
Para tirar a fonte de alimentação do modo de espera, você deve pressionar o botão SA3, que irá desviar o tiristor VS2 com seus contatos, a corrente deixará de fluir por ele e fechará. Assim que os contatos SA3 se abrem, o transistor VT1 se fecha, retirando a alimentação do controlador e do driver. Assim, o circuito de controle mudará para o modo de consumo mínimo - o tiristor VS2 está fechado, portanto o relé K1 está desligado, o transistor VT1 está fechado, portanto o controlador e o driver estão desenergizados. Os capacitores C1, C3, C6 e C19 começam a carregar e assim que a tensão atingir 12 V, o tiristor VS2 será aberto e a fonte de alimentação chaveada será iniciada.
Caso necessário coloque a fonte de alimentação em modo standby, pode-se utilizar o botão SA2, ao ser pressionado, a base e o emissor do transistor VT1 serão conectados. O transistor fechará e desenergizará o controlador e o driver. Os impulsos de controle desaparecerão e as tensões secundárias também desaparecerão. No entanto, a energia não será removida do relé K1 e o conversor não reiniciará.
Este circuito permite montar fontes de alimentação de 300-400 W a 2000 W, claro, que alguns elementos do circuito terão que ser substituídos, pois de acordo com seus parâmetros eles simplesmente não suportam cargas pesadas.
Ao montar opções mais potentes, preste atenção aos capacitores dos filtros de suavização da fonte de alimentação primária C15 e C16. A capacitância total desses capacitores deve ser proporcional à potência da fonte de alimentação e corresponder à proporção de 1 W da potência de saída do conversor de tensão corresponde a 1 μF da capacitância do capacitor do filtro de potência primário. Em outras palavras, se a fonte de alimentação for de 400 W, então 2 capacitores de 220 uF devem ser usados, se a potência for de 1000 W, então 2 capacitores de 470 uF ou dois capacitores de 680 uF devem ser instalados.
Este requisito tem dois propósitos. Primeiro, a ondulação da tensão de alimentação primária é reduzida, o que facilita a estabilização da tensão de saída. Em segundo lugar, o uso de dois capacitores em vez de um facilita o funcionamento do próprio capacitor, pois os capacitores eletrolíticos da série TK são muito mais fáceis de obter e não se destinam inteiramente ao uso em fontes de alimentação de alta frequência - a resistência interna é muito alto e em altas frequências esses capacitores irão aquecer. Usando duas peças, a resistência interna é reduzida e o aquecimento resultante já é dividido entre os dois capacitores.
Quando usados ​​como transistores de potência IRF740, IRF840, STP10NK60 e similares (para mais detalhes sobre os transistores mais usados ​​em conversores de rede, veja a tabela no final da página), você pode recusar os diodos VD4 e VD5 juntos, e reduzir os valores dos resistores R24 e R25 a 22 Ohms - a alimentação do driver IR2110 é suficiente para acionar esses transistores. Se uma fonte de alimentação de comutação mais potente for montada, serão necessários transistores mais potentes. Deve-se prestar atenção tanto à corrente máxima do transistor quanto à sua potência de dissipação - as fontes de alimentação estabilizadas por pulso são muito sensíveis à correção do snubber fornecido e, sem ele, os transistores de potência esquentam mais porque as correntes formadas devido à auto-indução começam a fluem através dos diodos instalados nos transistores. Saiba mais sobre como escolher um amortecedor.
Além disso, o aumento no tempo de fechamento sem snubber contribui significativamente para o aquecimento - o transistor é mais longo no modo linear.
Muitas vezes, eles se esquecem de mais uma característica dos transistores de efeito de campo - com o aumento da temperatura, sua corrente máxima diminui e com bastante força. Com base nisso, ao escolher transistores de potência para comutação de fontes de alimentação, você deve ter pelo menos uma margem dupla para a corrente máxima para fontes de alimentação de amplificadores de potência e três vezes para dispositivos operando em uma grande carga imutável, como uma fundição de indução ou iluminação decorativa, alimentando uma ferramenta elétrica de baixa tensão.
A estabilização da tensão de saída é realizada devido ao indutor de estabilização de grupo L1 (DGS). Preste atenção na direção dos enrolamentos deste indutor. O número de voltas deve ser proporcional às tensões de saída. Claro, existem fórmulas para calcular esse conjunto de enrolamento, mas a experiência mostrou que a potência total do núcleo para um DGS deve ser de 20 a 25% da potência total de um transformador de potência. Você pode enrolar até que a janela seja preenchida em cerca de 2/3, lembrando que se as tensões de saída forem diferentes, o enrolamento com uma tensão maior deve ser proporcionalmente maior, por exemplo, você precisa de duas tensões bipolares, uma para ± 35 V , e o segundo para alimentar o subwoofer com tensão ±50 V.
Enrolamos o DGS em quatro fios de uma vez até que 2/3 da janela seja preenchida, contando as voltas. O diâmetro é calculado com base na intensidade de corrente de 3-4 A / mm2. Digamos que temos 22 voltas, fazemos a proporção:
22 voltas / 35 V = X voltas / 50 V.
X voltas = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 voltas
Em seguida, cortamos dois fios para ± 35 V e enrolamos mais 9 voltas para uma tensão de ± 50.
ATENÇÃO! Lembre-se de que a qualidade da estabilização depende diretamente da rapidez com que a tensão muda à qual o diodo optoacoplador está conectado. Para melhorar o estilo do cof, faz sentido conectar uma carga adicional a cada tensão na forma de resistores de 2 W e uma resistência de 3,3 kOhm. O resistor de carga conectado à tensão controlada pelo optoacoplador deve ser 1,7 ... 2,2 vezes menor.

Os dados de enrolamento para fontes de alimentação de comutação de rede em anéis de ferrite com permeabilidade de 2000NM estão resumidos na tabela 1.

Porém, nem sempre é possível descobrir a marca do ferrite, principalmente se for ferrite de transformadores de linha de TVs. Você pode sair da situação descobrindo o número de voltas empiricamente. Mais detalhes sobre isso no vídeo:

Usando o circuito acima de uma fonte de alimentação chaveada, várias submodificações foram desenvolvidas e testadas, projetadas para resolver um problema específico para várias potências. Os desenhos das placas de circuito impresso dessas fontes de alimentação são mostrados a seguir.
Placa de circuito impresso para uma fonte de alimentação estabilizada por pulso com potência de até 1200 ... 1500 W. Tamanho da placa 269x130 mm. Na verdade, esta é uma versão mais avançada da anterior. placa de circuito impresso. Distingue-se pela presença de uma bobina de estabilização de grupo que permite controlar a magnitude de todas as tensões de alimentação, bem como um filtro LC adicional. Possui controle de ventilador e proteção contra sobrecarga. As tensões de saída consistem em duas fontes de alimentação bipolares e uma fonte bipolar de baixa corrente projetada para alimentar os estágios preliminares.

Aparência placa de circuito de alimentação até 1500 W. DOWNLOAD EM FORMATO LAY

Uma fonte de alimentação de comutação estabilizada com potência de até 1500 ... 1800 W pode ser feita em uma placa de circuito impresso de tamanho 272x100 mm. A fonte de alimentação é projetada para um transformador de potência feito em anéis K45 e localizado horizontalmente. Possui duas fontes bipolares de energia que podem ser combinadas em uma fonte para alimentar o amplificador com fonte de alimentação de dois níveis e uma fonte bipolar de baixa corrente para estágios preliminares.

Fonte de alimentação de comutação da placa de circuito até 1800 W. DOWNLOAD EM FORMATO LAY

Esta fonte de alimentação pode ser usada para fornecer energia da rede de equipamentos automotivos alto poder como amplificadores automotivos de alta potência, condicionadores de ar automotivos. As dimensões da placa são 188x123. Os diodos retificadores Schottky usados ​​podem ser colocados em ponte e a corrente de saída pode atingir 120 A a uma tensão de 14 V. Além disso, a fonte de alimentação pode produzir uma tensão bipolar com uma capacidade de carga de até 1 A (os estabilizadores de tensão integrados instalados não mais permitir). O transformador de potência é feito em anéis K45, o estrangulamento de filtragem de tensão de energia em sim dois anéis K40x25x11. Proteção contra sobrecarga integrada.

A aparência da fonte de alimentação da placa de circuito impresso para equipamentos automotivos DOWNLOAD EM FORMATO LAY

A fonte de alimentação de até 2000 W é feita em duas placas de tamanho 275x99, localizadas uma acima da outra. A tensão é controlada por uma tensão. Possui proteção contra sobrecarga. O arquivo contém várias variantes do "segundo andar" para duas tensões bipolares, para duas tensões unipolares, para as tensões necessárias para tensões de dois e três níveis. O transformador de potência está localizado horizontalmente e é feito em anéis K45.

A aparência da fonte de alimentação de "dois andares" DOWNLOAD IN LAY FORMAT

A alimentação com duas tensões bipolares ou uma para amplificador de dois níveis é feita em placa 277x154. Possui estrangulamento de estabilização em grupo, proteção contra sobrecarga. O transformador de potência está nos anéis K45 e está localizado horizontalmente. Potência até 2000 W.

Aparência da placa de circuito impresso DOWNLOAD EM FORMATO LAY

Quase a mesma fonte de alimentação acima, mas tem uma tensão de saída bipolar.

Aparência da placa de circuito impresso DOWNLOAD EM FORMATO LAY

A fonte de alimentação chaveada tem duas tensões estabilizadas bipolares de potência e uma baixa corrente bipolar. Equipado com controle do ventilador e proteção contra sobrecarga. Possui um choke de estabilização de grupo e filtros LC adicionais. Potência até 2000...2400 W. A placa tem dimensões de 278x146 mm

Aparência da placa de circuito impresso DOWNLOAD EM FORMATO LAY

A placa de circuito impresso de uma fonte de alimentação chaveada para um amplificador de potência com fonte de alimentação de dois níveis com um tamanho de 284x184 mm possui um indutor de estabilização de grupo e filtros LC adicionais, proteção contra sobrecarga e controle do ventilador. Uma característica distintiva é o uso de transistores discretos para acelerar o fechamento dos transistores de potência. Potência de até 2500...2800 W.

com fonte de alimentação de dois níveis DOWNLOAD EM FORMATO LAY

Uma versão ligeiramente modificada do PCB anterior com duas tensões bipolares. Tamanho 285x172. Potência até 3000 W.

A aparência da placa de circuito impresso da fonte de alimentação do amplificador DOWNLOAD IN LAY FORMAT

A fonte de alimentação de comutação de rede Bridge com potência de até 4000...4500 W é feita em uma placa de circuito impresso de 269x198 mm, possui duas tensões de alimentação bipolares, controle de ventiladores e proteção contra sobrecarga. Usa um estrangulamento de estabilização de grupo. É desejável usar filtros de energia secundários adicionais externos L.

A aparência da placa de circuito impresso da fonte de alimentação do amplificador DOWNLOAD IN LAY FORMAT

Há muito mais espaço para ferrites nas placas do que poderia haver. O fato é que nem sempre é necessário ultrapassar os limites do alcance do som. Portanto, áreas adicionais nas placas são fornecidas. Por precaução, uma pequena seleção de dados de referência sobre transistores de potência e links onde eu os compraria. A propósito, encomendei TL494 e IR2110 mais de uma vez e, claro, transistores de potência. É verdade que ele levou longe de toda a gama, mas o casamento ainda não apareceu.

Quem não se deparou em sua prática com a necessidade de carregar a bateria e, desapontado com a falta de um carregador com os parâmetros necessários, foi obrigado a comprar um novo carregador na loja, ou montar novamente o circuito necessário?
Então eu repetidamente tive que resolver o problema de cobrar vários baterias quando não havia memória adequada à mão. contabilizado precipitadamente coletar algo simples, em relação a uma bateria específica.

A situação era suportável até o momento em que houve necessidade de treinamento em massa e, consequentemente, carregar as baterias. Era necessário fabricar vários carregadores universais - baratos, operando em uma ampla gama de tensões de entrada e saída e correntes de carga.

Os circuitos carregadores propostos a seguir foram desenvolvidos para carregar baterias de íons de lítio, mas é possível carregar outros tipos de baterias e baterias compostas (usando o mesmo tipo de células, doravante - AB).

Todos os esquemas apresentados têm os seguintes parâmetros principais:
tensão de entrada 15-24 V;
corrente de carga (ajustável) até 4 A;
tensão de saída (ajustável) 0,7 - 18 V (em Uin = 19V).

Todos os circuitos foram projetados para funcionar com fontes de alimentação de laptops ou para funcionar com outras PSUs com tensões de saída CC de 15 a 24 Volts e são construídos sobre componentes amplamente utilizados que estão presentes nas placas de PSUs de computadores antigos, PSUs de outros dispositivos, laptops , etc

Diagrama de memória nº 1 (TL494)

A entrada inversa (pino 2) do mesmo amplificador de erro é alimentada com uma tensão de comparação regulada por meio de um resistor variável PR1 da fonte de tensão de referência embutida no microcircuito (ION - pino 14), que altera a diferença de potencial entre as entradas do amplificador de erro.
Assim que a tensão em R10 ultrapassar o valor de tensão (definido pelo resistor variável PR1) no pino 2 do chip TL494, o pulso de corrente de carga será interrompido e retomado novamente somente no próximo ciclo da sequência de pulsos gerada pelo chip gerador.
Ao ajustar a largura de pulso na porta do transistor VT2 dessa maneira, controlamos a corrente de carga da bateria.

O transistor VT1, conectado em paralelo com o portão de uma chave poderosa, fornece a taxa de descarga necessária da capacitância do portão deste último, impedindo o travamento "suave" do VT2. Nesse caso, a amplitude da tensão de saída na ausência de AB (ou outra carga) é quase igual à tensão de alimentação de entrada.

Com uma carga resistiva, a tensão de saída será determinada pela corrente através da carga (sua resistência), o que permitirá que este circuito seja usado como um driver de corrente.

Quando a bateria está carregando, a tensão na saída da chave (e, portanto, na própria bateria) ao longo do tempo tenderá a crescer em direção ao valor determinado pela tensão de entrada (teoricamente) e isso, é claro, não pode ser permitido , sabendo que a tensão da carga bateria de lítio deve ser limitada a 4,1 V (4,2 V). Portanto, um circuito de dispositivo de limite é usado na memória, que é um gatilho Schmitt (doravante - TSh) no amplificador operacional KR140UD608 (IC1) ou em qualquer outro amplificador operacional.

Quando o valor de tensão necessário na bateria é atingido, no qual os potenciais nas entradas direta e inversa (pinos 3, 2 - respectivamente) do IC1 são iguais, um alto nível lógico aparecerá na saída do amplificador operacional (quase igual à tensão de entrada), forçando o LED indicador de fim de carregamento do HL2 e o LED a acender. optoacoplador VH1 que abrirá seu próprio transistor, bloqueando o fornecimento de pulsos para a saída U1. A chave no VT2 fechará, a carga da bateria será interrompida.

Ao final da carga da bateria, ela começará a descarregar através do diodo reverso embutido no VT2, que ficará conectado diretamente à bateria e a corrente de descarga será de aproximadamente 15-25 mA, levando em consideração a descarga também através dos elementos do circuito TS. Se esta circunstância parecer crítica para alguém, um diodo poderoso deve ser colocado no espaço entre o dreno e o terminal negativo da bateria (de preferência com uma pequena queda de tensão direta).

A histerese TS nesta versão do carregador é escolhida para que a carga comece novamente quando a tensão na bateria cair para 3,9 V.

Este carregador também pode ser usado para carregar baterias de lítio conectadas em série (e não apenas). Basta calibrar o limite de resposta necessário usando um resistor variável PR3.
Assim, por exemplo, um carregador montado de acordo com o esquema 1 funciona com uma bateria sequencial de três seções de um laptop, composta por elementos duplos, que foi montada em vez de uma bateria de níquel-cádmio para uma chave de fenda.
A fonte de alimentação do laptop (19V/4,7A) é conectada ao carregador montado no estojo padrão do carregador de chave de fenda ao invés do circuito original. A corrente de carga da bateria “nova” é de 2 A. Ao mesmo tempo, o transistor VT2, funcionando sem radiador, aquece até uma temperatura de 40-42 C no máximo.
O carregador é desligado, claro, quando a tensão na bateria atinge 12,3V.

A histerese TS permanece a mesma em PORCENTAGEM quando o limite de resposta é alterado. Ou seja, se em uma tensão de desligamento de 4,1 V, o carregador foi reativado quando a tensão caiu para 3,9 V, então, neste caso, o carregador é reativado quando a tensão da bateria cai para 11,7 V. Mas, se necessário, a profundidade da histerese pode mudar.

Limiar do carregador e calibração de histerese

Definir o modo atual é ainda mais fácil.
1. Desligamos o dispositivo de limite por qualquer método disponível (mas seguro): por exemplo, "plantando" o motor PR3 no fio comum do dispositivo ou "curto-circuito" no LED do optoacoplador.
2. Em vez de AB, conectamos uma carga na forma de uma lâmpada de 12 volts à saída do carregador (por exemplo, usei um par de lâmpadas de 12V para 20 W para configurar).
3. Incluímos um amperímetro no vão de qualquer um dos fios de alimentação na entrada da memória.
4. Coloque o controle deslizante PR1 no mínimo (máximo à esquerda de acordo com o diagrama).
5. Ligue a memória. Gire suavemente o botão de ajuste PR1 na direção de aumentar a corrente até que o valor necessário seja obtido.
Você pode tentar alterar a resistência da carga na direção de valores mais baixos de sua resistência conectando em paralelo, digamos, outra da mesma lâmpada ou até mesmo “curto-circuitar” a saída da memória. A corrente não deve mudar significativamente.

No processo de teste do dispositivo, descobriu-se que as frequências na faixa de 100-700 Hz eram ótimas para este circuito, desde que IRF3205, IRF3710 (aquecimento mínimo) fossem usados. Como o TL494 não é totalmente utilizado neste circuito, o amplificador de erro livre do chip pode ser utilizado, por exemplo, para trabalhar com um sensor de temperatura.

Também deve-se ter em mente que, com um layout incorreto, mesmo um dispositivo de pulso montado corretamente não funcionará corretamente. Portanto, não se deve negligenciar a experiência de montagem de dispositivos de impulso de força, que tem sido repetidamente descrita na literatura, a saber: todas as conexões de “potência” de mesmo nome devem estar localizadas na menor distância entre si (idealmente, em um apontar). Assim, por exemplo, pontos de conexão como o coletor VT1, os terminais dos resistores R6, R10 (pontos de conexão com o fio comum do circuito), terminal 7 U1 - devem ser combinados em quase um ponto ou através de um curto direto e condutor largo (ônibus). O mesmo se aplica ao dreno VT2, cuja saída deve ser "pendurada" diretamente no terminal "-" da bateria. Os pinos IC1 também devem estar próximos "elétricos" dos terminais AB.

Diagrama de memória nº 2 (TL494)

Como você pode ver, para alterar rapidamente o modo atual e trabalhar com um número diferente de elementos conectados em série, são introduzidas configurações fixas com resistores trimmer PR1-PR3 (configurando a corrente), PR5-PR7 (definindo o limite final de carregamento para um número diferente de elementos) e interruptores SA1 (seleção do carregamento atual) e SA2 (seleção do número de células de bateria a serem carregadas).
Os interruptores têm duas direções, onde suas segundas seções comutam os LEDs de indicação de seleção de modo.

Outra diferença em relação ao dispositivo anterior é o uso do segundo amplificador de erro TL494 como elemento de limite (ligado de acordo com o esquema TS), que determina o fim do carregamento da bateria.

Bem, e, claro, um transistor de condutividade p foi usado como chave, o que simplificou o uso total do TL494 sem o uso de componentes adicionais.

O procedimento para definir os limites para os modos de fim de carregamento e corrente é o mesmo, bem como para definir a versão anterior da memória. Obviamente, para um número diferente de elementos, o limite de resposta mudará múltiplos.

Ao testar este circuito, notou-se um aquecimento mais forte da chave do transistor VT2 (na prototipagem, uso transistores sem radiador). Por esse motivo, você deve usar outro transistor (que eu simplesmente não tinha) de condutividade adequada, mas com melhores parâmetros de corrente e menor resistência canal aberto, ou dobre o número de transistores indicados no circuito conectando-os em paralelo com resistores de porta separados.

O uso desses transistores (na versão "single") não é crítico na maioria dos casos, mas neste caso, a colocação dos componentes do dispositivo é planejada em um gabinete de tamanho pequeno usando radiadores de tamanho pequeno ou nenhum radiador.

Diagrama de memória nº 3 (TL494)

Esquema de memória nº 3a (TL494)

Diagrama de memória nº 4 (TL494)

Tal módulo é sempre útil para testes de bancada de bateria e outros dispositivos. Faz sentido usar instrumentos embutidos (voltímetro, amperímetro). As fórmulas para calcular as bobinas de armazenamento e interferência são descritas na literatura. Deixe-me apenas dizer que usei várias bobinas prontas (com a faixa de indutâncias indicadas) durante o teste, experimentando uma frequência PWM de 20 a 90 kHz. Não notei nenhuma diferença particular no funcionamento do regulador (na faixa de tensões de saída de 2-18 V e correntes de 0-4 A): pequenas mudanças no aquecimento da chave (sem radiador) me agradaram muito bem. A eficiência, no entanto, é maior ao usar indutâncias menores.
O regulador funcionou melhor com duas bobinas de 22 µH em série em núcleos blindados quadrados de conversores integrados em placas mãe laptops.

Esquema de memória nº 5 (MC34063)

Diagrama de memória nº 6 (UC3843)

Nos esquemas 5 e 6, os mesmos conjuntos de componentes (incluindo bobinas) foram usados ​​nos experimentos. De acordo com os resultados do teste, todos os circuitos listados não são muito inferiores uns aos outros na faixa declarada de parâmetros (frequência / corrente / tensão). Portanto, um circuito com menos componentes é preferível para repetição.

Diagrama de memória nº 7 (TL494)

Um relé foi usado para mudar a bateria do modo "carregar" para o modo "carregar".

Trabalhar com a memória é semelhante a trabalhar com dispositivos anteriores. A calibração é realizada alternando a chave seletora para o modo “calibração”. Nesse caso, o contato da chave seletora S1 conecta o dispositivo de limite e o voltímetro à saída do regulador integral IC2. Tendo definido a tensão necessária para o próximo carregamento de uma determinada bateria na saída do IC2, usando PR3 (girando suavemente) eles conseguem a ignição do LED HL2 e, consequentemente, a ativação do relé K1. Ao reduzir a tensão na saída de IC2, HL2 é extinto. Em ambos os casos, o controle é realizado por um voltímetro embutido. Depois de definir os parâmetros de operação do PU, a chave seletora é alterada para o modo de carga.

Esquema nº 8

Projeto do carregador

Projetou vários, diferentes em funcionalidade e base do elemento, medidores digitais de duração de pulso.

Mais de 30 propostas de racionalização para a modernização de unidades de vários equipamentos especializados, incl. - fonte de energia. Por muito tempo, tenho me envolvido cada vez mais com automação de energia e eletrônica.

Por que estou aqui? Sim, porque todos aqui são iguais a mim. Há muitas coisas interessantes para mim aqui, já que não sou forte em tecnologia de áudio, mas gostaria de ter mais experiência nessa direção específica.

voto do leitor

O artigo foi aprovado por 77 leitores.

DISPOSITIVO DE CARGA PARA BATERIAS DE AUTOMÓVEIS

outro carregador montado de acordo com o esquema de um estabilizador de corrente chave com uma unidade de controle para a tensão alcançada na bateria para garantir seu desligamento no final do carregamento. Um microcircuito especializado amplamente utilizado é usado para controlar o transistor chave. TL494 (KIA494, KA7500B, K1114UE4). O dispositivo fornece ajuste da corrente de carga dentro de 1 ... 6 A (10A máximo) e tensão de saída 2 ... 20 V.

Chave transistor VT1, diodo VD5 e diodos de potência VD1 - VD4 através de juntas de mica devem ser instaladas em um radiador comum com área de 200 ... 400 cm2. O elemento mais importante no circuito é o indutor. L1. A eficiência do circuito depende da qualidade de sua fabricação. Os requisitos para sua fabricação estão descritos em Como núcleo, você pode usar transformador de pulso da fonte de alimentação da TV 3USCT ou similar. É muito importante que o circuito magnético tenha um slot gap de aproximadamente 0,2 ... 1, 0 mm para evitar a saturação em altas correntes. O número de voltas depende do circuito magnético específico e pode estar dentro de 15 ... 100 voltas de fio PEV-2 de 2,0 mm. Se o número de voltas for excessivo, um som de assobio baixo será ouvido quando o circuito estiver operando em carga nominal. Via de regra, um assobio ocorre apenas em correntes médias e, com carga pesada, a indutância do indutor diminui devido à magnetização do núcleo e o apito para. Se o som de assobio parar em correntes baixas e com um aumento adicional na corrente de carga, o transistor de saída começar a aquecer bruscamente, então a área do núcleo do circuito magnético é insuficiente para operar na frequência de geração selecionada - é necessário aumentar a frequência do microcircuito seleção de resistor R4 ou capacitor C3 ou instale um estrangulador maior. com ausência transistor de potência estruturas p-n-p no circuito, você pode usar transistores poderosos da estrutura n-p-n , conforme mostra a foto.

O transistor de chave VT1, o diodo VD5 e os diodos de potência VD1 - VD4 devem ser instalados através de juntas de mica em um radiador comum com área de 200 ... 400 cm2. O elemento mais importante no circuito é o indutor L1. A eficiência do circuito depende da qualidade de sua fabricação. Como núcleo, você pode usar um transformador de pulso de uma fonte de alimentação de TV 3USCT ou similar. É muito importante que o circuito magnético tenha uma folga de aproximadamente 0,5 ... 1,5 mm para evitar a saturação em altas correntes. O número de voltas depende do circuito magnético específico e pode estar dentro de 15 ... 100 voltas de fio PEV-2 de 2,0 mm. Se o número de voltas for excessivo, um som de assobio baixo será ouvido quando o circuito estiver operando em carga nominal. Via de regra, um assobio ocorre apenas em correntes médias e, com carga pesada, a indutância do indutor diminui devido à magnetização do núcleo e o apito para.

Se o som de assobio parar em correntes baixas e com um aumento adicional na corrente de carga, o transistor de saída começar a aquecer bruscamente, então a área do núcleo do circuito magnético é insuficiente para operar na frequência de geração selecionada - é necessário aumentar a frequência do microcircuito selecionando o resistor R4 ou o capacitor C3 ou instalar um indutor de tamanho maior. Na ausência de um transistor de potência da estrutura p-n-p, transistores poderosos podem ser usados ​​no circuito estruturas n-p-n, conforme mostra a foto.

Como diodo VD5 na frente do indutor L1, é desejável usar qualquer diodo disponível com barreira Schottky, classificado para corrente de pelo menos 10A e tensão de 50V; em casos extremos, você pode usar diodos de média frequência KD213 , KD2997 ou similares importados. Para o retificador, você pode usar qualquer diodo poderoso para uma corrente de 10A ou uma ponte de diodo, como KBPC3506, MP3508 ou similar. É desejável ajustar a resistência shunt no circuito para a necessária. A faixa de ajuste da corrente de saída depende da relação das resistências dos resistores no circuito de saída 15 do microcircuito. Na posição inferior do controle deslizante do resistor de ajuste de corrente variável de acordo com o diagrama, a tensão no pino 15 do microcircuito deve corresponder à tensão no shunt quando a corrente máxima flui através dele. O resistor de ajuste de corrente variável R3 pode ser instalado com qualquer resistência nominal, mas você precisará selecionar um resistor constante R2 adjacente a ele para obter a tensão necessária no pino 15 do microcircuito.
O resistor de ajuste de tensão de saída variável R9 também pode ter uma grande variação na resistência nominal de 2 ... 100 kOhm. Ao selecionar a resistência do resistor R10, o limite superior da tensão de saída é definido. O limite inferior é determinado pela relação das resistências dos resistores R6 e R7, mas é indesejável configurá-lo para menos de 1 V.

O microcircuito é montado em uma pequena placa de circuito impresso de 45 x 40 mm, o restante dos elementos do circuito são montados na base do dispositivo e no dissipador de calor.

O esquema elétrico para conectar a placa de circuito impresso é mostrado na figura abaixo.

O circuito usou um transformador de potência rebobinado TC180, mas dependendo da magnitude das tensões e correntes de saída necessárias, a potência do transformador pode ser alterada. Se uma tensão de saída de 15 V e uma corrente de 6 A forem suficientes, um transformador de potência de 100 W é suficiente. A área do radiador também pode ser reduzida para 100 .. 200 cm2. O dispositivo pode ser usado como fonte de alimentação de laboratório com limitação de corrente de saída ajustável. Com elementos reparáveis, o circuito começa a funcionar imediatamente e requer apenas ajustes.

Fonte: http://shemotekhnik.ru